高速传输系统中的电色散补偿技术研究

高速传输系统中的电色散补偿技术研究

姓名：刘祥超申请学位级别：硕士专业：光通信与移动通信指导教师：王目光

20090601

中文摘要摘要：光纤通信以其巨大的带宽资源和良好的通信质量成为骨干网的必然选择。宽带需求对骨干通信提出了更高的要求，表现为信息量大、通信距离长、系统可靠性好。在光传输系统中，随着传输速率的提高，色散已经成为限制传输距离，影响传输信号质量的一个主要因素。抑制色散通常有两种方式：一种是在光域利用色散补偿光纤或光纤光栅进行色散补偿；另一种是电色散均衡。近年来随着电子芯片处理速度的提升，用电均衡的方法对１０Ｇｂｉｆｆｓ光通信系统进行色散补偿成为了现实。由于其设计灵活，均衡自适应能力强，具有广阔的发展前景。因此研究电色散均衡技术具有重要的学术价值和实际意义。文章首先介绍了课题研究的背景，简要分析了光域色散补偿技术的发展现状，以及电色散补偿目前的研究进展，并比较了光域色散补偿和电色散补偿技术的优缺点，同时介绍了当今新型调制码型的发展现状。其次本文深入分析了电均衡技术的原理以及相关自适应算法。对三种电均衡器结构进行分析，并对ＦＦＥ和ＤＦＥ两种均衡器对１０Ｇｂｉｔ／ｓＮＲＺ信号均衡能力进行了深入研究。得出结论：增加均衡器的抽头数量可进一步改善系统抑制色散性能，当均衡器的抽头数量超过一定值时对于改善系统性能不再明显。再次本文在对新型码型产生原理进行分析的基础上，制定出几种新型强度调制和相位调制码型的实现方案，并进行了仿真。根据仿真结果对实现的码型的频谱和背靠背传输的眼图进行了分析。以眼开度代价（ＥＯＰ）为系统性能评价指标，对不同码型的色散容限进行分析比较。最后针对不同传输码型，建立基于ＦＦＥ和ＤＦＥ两种均衡器的系统色散电均衡数值模型，根据仿真结果给出不同调制码型适合的均衡器及其参数，比较了强度调制和相位调制的均衡效果，并对仿真结果进行理论分析。关键词：色散补偿；电均衡器；新型调制格式；ＥＯＰ色散容限分类号：ＴＮ９２９．１１１１ＡＢＳＴＲＡＣＴＡＢＳＴＲＡＣＴ：Ｏｐｔｉｃａｌｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｉｓｅｘｃｅｌｌｅｎｔｓｉｇｎａｌｑｕａｌｉｔｙｉｎｔｈｅａｍｕｓｔ－ｎｅｅｄｆｏｒｉｔｓｌａｒｇｅｂａｎｄｗｉｄｔｈａｎｄｎｅｔｗｏｒｋ．Ｈｉｇｈｅｒｓｔａｎｄａｒｄｓｓｕｃｈａｓｃｏｌｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｌａｒｇｅｒａｍｏｕｎｔｏｆｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ，ｌｏｎｇｅｒｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｄｉｓｔａｎｃｅａｎｄｍｏｒｅｒｅｌｉａｂｉｌｉｔｙｉｎｔｈｅｃｏｒｅｎｅｔｗｏｒｋａｒｅｎｅｅｄｆｏｒｂｒｏａｄｂａｎｄｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ．Ｈｏｗｅｖｅｒ，ｔｈｅｒｅｉｓａｍａｊｏｒｆａｃｔｏｒ，ａｓｄｉｓｐｅｒｓｉｏｎ，ｌｉｍｉｔｉｎｇｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎｄｉｓｔａｎｃｅａｎｄａｆｆｅｃｔｉｎｇｔｈｅｑｕａｌｉｔｙｏｆｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎｄｉｓｐｅｒｓｉｏｎｒａｔｅｉｎｃｒｅａｓｅｄ．Ｄｉｓｐｅｒｓｉｏｎｉｓｕｓｕａｌｌｙｉｎｈｉｂｉｔｅｄｉｎｔｗｏｗａｙｓ：ｏｎｅｉｓｕｓｉｎｇｏｐｔｉｃａｌｆｉｂｅｒｏｒｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎｆｉｂｅｒＢｒａｇｇｇｒａｔｉｎｇ，ｔｈｅｏｔｈｅｒｉｓＥＤＣｙｅａｒｓ，ｗｉｔｈｔｈｅｄｅｖｅｌｏｐｍｅｎｔｏｆ（Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｄｉｓｐｅｒｓｉｏｎｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎ）．Ｉｎｒｅｃｅｎｔｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｃｈｉｐｓｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ，ＥＤＣ，ｗｈｉｃｈｈａｓｂｅｅｎｕｓｅｄｉｎ１０Ｇｂｉｔ／ｓｏｐｔｉｃａｌｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎｓｙｓｔｅｍ，ａｔｔｒａｃｔｓｍｏｒｅａｎｄｍｏｒｅｉｎｔｅｒｅｓｔｄｕｅｔｏｉｔｓｆｌｅｘｉｂｉｌｉｔｙａｎｄｓｅｌｆ－ａｄａｐｔｉｖｅａｂｉｌｉｔｙ．ＳｏｔｈｅｓｔｕｄｙｏｆＥＤＣｉｓｏｆｍｕｃｈａｃａｄｅｍｉｃａｎｄｐｒａｃｔｉｃａｌｓｉｇｎｉｆｉｃａｎｃｅ．Ｉｎｔｈｉｓｔｈｅｓｉｓ，ｔｈｅｄｅｖｅｌｏｐｍｅｎｔｏｆｄｉｓｐｅｒｓｉｏｎｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎｉｎｏｐｔｉｃａｌｄｏｍａｉｎａｎｄｃｕｒｒｅｎｔｒｅｓｅａｒｃｈｅｓｓｔａｔｕｓｏｆＥＤＣｉｓｉｌｌｕｓｔｒａｔｅｄ．Ｄｉｓｐｅｒｓｉｏｎｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎｉｎｂｏｔｈｏｐｔｉｃａｌａｎｄｅｌｅｃｔｒｉｃａｌｄｏｍａｉｎｓｔｅｃｈｎｉｑｕｅｉｓｉｎｔｒｏｄｕｃｅｄ．ｈａｓｂｅｅｎｃｏｍｐａｒｅｄ．Ａｌｓｏ，ｔｈｅｄｅｖｅｌｏｐｍｅｎｔｏｆｎｅｗｍｏｄｕｌａｔｉｏｎＰｒｉｎｃｉｐｌｅｏｆｓｔｕｄｙａｂｏｕｔｔａｐｅｑｕａｌｉｚｅｒａｎｄａｄａｐｔｉｖｅａｌｇｏｒｉｔｈｍ１０Ｇｂｉｔ／ｓＮＲＺｏｐｔｉｃａｌｒｅｌａｔｅｄｈａｓｂｅｅｎａｎａｌｙｚｅｄ．Ａｆｔｅｒｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅｏｆｓｙｓｔｅｍ，ｗｅｆｉｎｄｏｕｔｔｈａｔｔｈｅｍｏｒｅｔｈｅｅｑｕａｌｉｚｅｒｕｓｅｄ，ｔｈｅｂｅｔｔｅｒｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅｃｏｕｌｄｂｅｇｏｔ，ｗｈｉｌｅｓｉｇｎｉｆｉｃａｎｔａｉｍｐｒｏｖｅｍｅｎｔｃｏｕｌｄｎ’ｔｂｅａｔｔａｉｎｅｄｗｈｅｎｔｈｅｎｕｍｂｅｒｏｆｔａｐｅｑｕａｌｉｚｅｒｉｓｂｉｇｇｅｒｔｈａｎｃｅｌ－ｔａｉｎｖａｌｕｅ．Ｓｉｍｕｌａｔｉｏｎｏｆｉｎｔｅｎｓｉｔｙｍｏｄｕｌａｔｉｏｎａｎｄｐｈａｓｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎｉｓａｃｃｏｍｐｌｉｓｈｅｄｂａｓｅｄｏｎｔｈｅａｎａｌｙｓｉｓｏｆｍｏｄｕｌａｔｉｏｎｐｒｉｎｃｉｐｌｅ．Ｓｐｅｃｔｒｕｍａｎｄｂａｃｋ—ｔｏ－ｂａｃｋｅｙｅｄｉａｇｒａｍｔｏｓｉｍｕｌａｔｉｏｎｒｅｓｕｌｔｓ．ＥＯＰｉｓａｌｅａｎａｌｙｚｅｄａｃｃｏｒｄｉｎｇｕｓｅｄｆｏｒｔｈｅｅｖａｌｕａｔｉｏｎｏｆｓｙｓｔｅｍｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅａｎｄｄｉｓｐｅｒｓｉｏｎｔｏｌｅｒａｎｃｅｏｆｄｉｆｆｅｒｅｎｔｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ．Ｆｉｎａｌｌｙ，ｗｅｂｕｉｌｔｓｅｖｅｒａｌｄｉｆｆｅｒｅｎｔｍｏｄｅｌｓｆｏｒｄｉｆｆｅｒｅｎｔｍｏｄｕｌａｔｉｏｎｗｉｔｈＦＦＥａｎｄＤＦＥ．Ａｃｃｏｒｄｉｎｇｔｏｓｉｍｕｌａｔｉｏｎｒｅｓｕｌｔｓｇｉｖｅｎｂｙｔｈｅｓｅｍｏｄｅｌｓ，ｔｈｅｆｉｇｈｔｅｑｕａｌｉｚｅｒｓｆｏｒｄｉｆｆｅｒｅｎｔｍｏｄｅｌｓｈａｄｂｅｅｎｃｈｏｓｅｎ．Ｔｈｅｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅｏｆｔｈｅａｂｏｖｅｅｑｕａｌｉｚｅｒｓｉｎｉｎｔｅｎｓｉｔｙａｎｄｐｈａｓｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎｈａｄｂｅｅｎｃｏｍｐａｒｅｄａｎｄａｎａｌｙｚｅｄｔｈｅｏｒｅｔｉｃａｌｌｙ．ｔｙｐｅｏｆＫＥＹＷＯＲＤＳ：Ｄｉｓｐｅｒｓｉｏｎｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎ；Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｅｑｕａｌｉｚｅｒ；，ＮｅｗＥＯＰ；Ｄｉｓｐｅｒｓｉｏｎｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ；ｔｏｌｅｒａｎｃｅＣＬＡＳＳＮＯ：ＴＮ９２９．１独创性声明本人声明所呈交的学位论文是本人在导师指导下进行的研究工作和取得的研究成果，除了文中特别加以标注和致谢之处外，论文中不包含其他人已经发表或撰写过的研究成果，也不包含为获得北京交通大学或其他教育机构的学位或证书而使用过的材料。与我一同工作的同志对本研究所做的任何贡献均已在论文中作了明确的说明并表示了谢意。学位论文作者签名：力１ｊ『孬冀之多呷年／月，ｆ日签字日期：学位论文版权使用授权书本学位论文作者完全了解北京交通大学有关保留、使用学位论文的规定。特授权北京交通大学可以将学位论文的全部或部分内容编入有关数据库进行检索，并采用影印、缩印或扫描等复制手段保存、汇编以供查阅和借阅。同意学校向国家有关部门或机构送交论文的复印件和磁盘。（保密的学位论文在解密后适用本授权说明）学位论文作者签名：知孑禾欠之导师签名叫％签字日期：１“月ｒ钼裤醐加严月致谢本论文的工作是在我的导师王目光副教授的悉心指导下完成的，王老师严谨的治学态度和科学的工作方法给了我极大的帮助和影响。在此衷心感谢两年来王老师对我的关心和指导。王老师悉心指导我们完成了实验室的科研工作，在学习上和生活上都给予了我很大的关心和帮助，在此向王老师表示衷心的谢意。在实验室工作及撰写论文期间，赵琳、吴树强、白宏伟、汪磊石、王力、段亚飞等同学在我撰写论文及研究工作中给予了热情帮助，在此向他们表达我的感激之情。另外也感谢家人，他们的理解和支持使我能够在学校专心完成我的学业。１绪论１．１课题研究背景随着通信技术的发展，信息传送量不断加大，要求光纤通信系统必须有更大的传输容量，提高信道容量的方法主要有两种：一是光域上进行复用，如密集波分复用（ＤＷＤＭ，ＤｅｎｓｅＷａｖｅｌｅｎｇｔｈＯｐｔｉｃａｌＴｉｍｅＤｉｖｉｓｉｏｎＤｉｖｉｓｉｏｎＭｕｌｆｉｐｌｅｘｉｎｇ）、光时分复用（ＯＴＤＭ，Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）等方式；二是提高单个光传输信道的传输速率。投入商用的ＷＤＭ系统已从２．５Ｇｂｉｔ／ｓ发展到１０Ｇｂｉｔ／ｓ，与此同时单信道速率为４０Ｇｂｉｔ／ｓ的ＷＤＭ系统已经取得了长足的发展，技术趋于成熟，市场需求明朗，正处在试商用阶段，１００Ｇｂｉ讹传输系统又进入人们的视野。抑制光信号高速长距离传输的主要因素是光纤衰减、非线性和色散。随着掺铒光纤放大器（ＥＤＦＡ，Ｅｒｂｉｕｍ—ＤｏｐｅｄＦｉｂｅｒＡｍｐｌｉｆｉｅｒ）的研制成功，光纤衰减对系统的传输不再起主要作用。而随着单信道传输速率的提高和传输带宽的增加，光纤的非线性和色散对系统的影响更加突出，被认为是限制高速光纤通信系统传输容量和距离的终极因裂ｌ】【２】。正是由于色散对高速光纤通信系统有着不可忽视的影响，色散补偿技术已经成为光纤通信领域中研究的热点【３】。目前抑制色散影响的方案可分为三种：一是在光域进行色散补偿；二是采取电均衡进行色散补偿；，三是采用新的信号调制格式。１．１．１光域色散补偿技术光域色散补偿的基本原理是使用一个或多个负色散的器件对光纤的正色散进行抵消，对光纤中的色散积累进行补偿，进而使系统的总色散量减少。目前，光域色散补偿的方法主要有如下几种：色散补偿光纤（ＤＣＦ，ＤｉｓｐｅｒｓｉｏｎＣｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎＦｉｂｅｒ）、啁啾光纤光栅（ＣＦＢＧ，Ｃｈ卸ｅｄ光纤。常规色散补偿光纤ＦｉｂｅｒＢｒａｇｇＧｒａｔｉｎｇ）、光子晶体色散补偿色散补偿光纤（ＤＣＦ）是二十世纪九十年代中期开发出来的，在大部分商用系统中被采用。掺铒光纤放大器（ＥＤＦＡ）在通信系统中的成功应用加速了ＤＣＦ的发展，ＤＣＦ已经从最初的匹配包层型发展到多包层折射率剖面型。ＤＣＦ已经获得了广泛的应用，是实现色散补偿的较好方案。ＤＣＦ的优点在于能实现宽带补偿、光学特性稳定，缺点在于ＤＣＦ的补偿模块体积大，而且ＤＣＦ损耗较大。此外，ＤＣＦ的色散量不可调，不同类型的光纤需要不同类型的ＤＣＦ。这些都导致了ＤＣＦ的应用受到限制。啁啾光纤光栅（ＣＦＢＧ）１９８６年，Ｆ．Ｏｕｅｌｌｅｔｔｅ首先提出采用啁啾Ｂｒａｇｇ光栅作为反射滤波器实现色散补偿的理论【４】，是另一种商业化的色散补偿技术。ＣＦＢＧ能对色散进行有效补偿的原理在于：当光脉冲通过线性啁啾光栅后，短波长的光的时延比长波长的光时延大，正好起到了色散补偿的作用。啁啾光纤光栅补偿的特点是器件小型化、结构紧凑、插入损耗低和非线性效应小，具有对偏振不敏感的优势，可对应力或者温度进行动态补偿，在未来的光网络中有着广阔的应用前景。光子晶体色散补偿光纤光子晶体光纤（ＰＣＦ）是一个新兴的研究领域，其包层中的空气微孔结构已经超出了普通光纤光学和波导的范畴，同时也具有优于传统光纤的许多特性：零色散点可调，只需简单改变光子晶体光纤的微结构尺寸，就可以在几百纳米的范围内取得零色散；宽带单模特性，光纤在３３７ｎｍ到１５５０ｒｉｍ波长范围内都是单模的；非线性特性，通过减少光子晶体光纤的纤芯面积可以极大增强光纤的非线性效应。英国巴斯大学和丹麦工业大学等早期开展的光子晶体光纤的研究工作在理论和实验上都获得了巨大成功，而且以这两所大学的研究小组为依托分别成立的Ｂｌａｚｅ－ｐｈｏｔｏｎｉｃｓ和Ｃｒｙｓｔａｌ—ｆｉｂｅｒ公司已有产品上市。在最近几年间，随着国际上更多的公司和研究小组加入到这一热点课题的研究中，光子晶体光纤的研究内容更加丰富，新的研究成果不断涌现【５】。１．１．２电色散补偿技术早在２０世纪９０年代，研究者们就提出了在光传输系统中应用电信号处理的方式对信号的失真进行均衡［６１。但是由于光信号传输速率高，电色散补偿技术一直受制于电子处理的瓶颈。近年来，随着大规模数字集成电路以及专用集成电路技术的发展，人们越来越重视利用电信号均衡原理对光信号的传输损伤进行补偿。由于电信号处理速度的不断增长，特别是最基本的信号处理单元模数转换器速度已经到达了２０Ｇｓａｍｐｌｅ／ｓ以上［７１，这说明对１０Ｇｂｉｔ／ｓ速率的信号采样并进行电域均衡已经没有实现上的困难。２００４年ＥＣＯＣ会议上，德国的ＣｏｒｅＯｐｔｉｃｓ公司报道他们首次实现的具有最大似然序列估计（ＭＬＳＥ，ＭａｘｉｍｕｍＬｉｋｅｌｉｈｏｏｄＳｅｑｕｅｎｃｅＥｓｔｉｍａｔｅｄ）功能的１０．７Ｇｂｉｔ／ｓ的光接收机。使用速率为２５Ｇｓａｍｐｌｅ／ｓ，３ｂｉｔ量化的高速模数变换器，每比特采样２两次，使用维特比算法对信号进行判决输出。对非归零（ＮＲＺ）格式的信号测试表明，该接收机可以较大地提高系统色散容刚引。作为全球领先的有线和无线宽带通讯半导体供应商，Ｂｒｏａｄｃｏｍ公司在２００５年ＯＦＣ大会上发布了一款具有领先的电子色散补偿技术的高集成度光网络芯片。这一低功耗、高性能的ＥＤＣ器件通过保持信号的完整性和高质量，极大地延长了传输距离，提升了网络效率，进而可实现对现有企业和城域服务传输网进行无缝且高性价比的升级，推动了１０Ｇｂｐｓ光网络的广泛应用【引。目前电色散补偿技术已经应用到商业领域并不断发展，如Ｖｉｔｅｓｓｅ的ＶＳＣ８２３８ＥＤＣ／ＣＤＲ产品可以帮助１０ＧＢａｓｅ－ＬＸ４产品方便地实现３００米多模光纤传输。比最新ＩＥＥＥ一８０２．３ａｑ，１０ＧＢＡＳＥ．ＬＲＭ标准所规定的２２０米传输距离还要远。１．１．３新型光调制格式在１０Ｇｂ／ｓ传输系统中考虑色散补偿的情况下，传统的非归零码ＮＲＺ由于简单实用而被广泛应用。原本不需要考虑的非线性效应和偏振模色散影响在高速的ＷＤＭ系统中变得严重，ＮＲＺ调制格式也不能有效地抵抗色散、非线性和噪声影响，要实现长距离大容量传输变得困难，因此各种新型光调制格式应运而生。这些新的光调制格式能够有效地减少信道间隔，增加频谱利用率，增强光信号在传输过程中抵抗各类干扰的能力，使整个光通信系统的传输距离和容量得到有效地提斟９】。当前新型光调制格式按其承载的对象可分为三类【１０１：基于强度调制的新型光调制格式此类光调制格式是通过调制器，将传输的信息调制在光信号的幅度上，在接收端通过检测幅度的变化解调出所传输的信息。ＮＲＺ即属于这一类型．但由于ＮＲＺ本身固有的缺陷．使其不适合超长ＷＤＭ传输。因此研究人员通过改变ＮＲＺ的调制波形、功率谱、啁啾或相位等方式，来提高调制信号的性能，使其适合于超长ＷＤＭ传输。目前基于强度调制的新型光调制格式主要有：（１）归零调制格式（ＲＺ，ＲｅｔｕｒｎｔｏＺｅｒｏＲＺＭｏｄｕｌａｔｉｏｎ）；（２）载波抑制归零调制格式（ＣＳＲＺ，ＣａｒｔｉｅｒＳｕｐｐｒｅｓｓｅｄＭｏｄｕｌａｔｉｏｎ）；（３）预啁啾归零调制格式（ＣＲＺ，ＣｈｉｒｐｅｄＲＺＭｏｄｕｌａｔｉｏｎ）；（４）单边带调制格式（ＳＳＢ，Ｓｉｎ西ｅ－ＳｉｄｅｂａｎｄＭｏｄｕｌａｔｉｏｎ）；（５）残留边带调制格式（ＶＳＢ，ＶｅｓｔｉｇｉａｌＳｕｐｐｒｅｓｓｅｄＳｉｄｅｂａｎｄＭｏｄｕｌａｔｉｏｎ）；（６）双二进制调制格式（ＤｕｏｂｉｎａｒｙＭｏｄｕｌａｔｉｏｎ）等等。基于相位调制的新型光调制格式此类调制格式是将所需要传输的信息调制在光信号的相位上，主要可分为两大类：一类是接收时需要本地相干光源的相干ＰＳＫ调制，另一类是接收时不需要３相干光源的差分ＰＳＫ调制。相干ＰＳＫ调制格式在２０世纪末，曾被人们认为是一种很有潜力的调制格式，但由于目前的技术和工艺限制，以及掺饵光纤放大器（ＥＤＦＡ）等光放大器的出现，相干ＰＳＫ调制已经逐步退出了人们的视野。目前基于相位调制的格式主要有：（１）差分移相键控调制格式（ＤＰＳＫ，ＤｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌＫｅｙｉｎｇＰｈａｓｅＳｈｉｆｔＭｏｄｕｌａｔｉｏｎ）；（２）差分正交移相键控调制格式（ＤＱＰＳＫ，ＤｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌＰｈａｓｅＳｈｉｆｔＫｅｙｉｎｇＱｕａｄｒａｔｕｒｅＭｏｄｕｌａｔｉｏｎ）（３）差分八级移相键控调制格式ＫｅｙｉｎｇＭｏｄｕｌａｔｉｏｎ）。（８ＤＰＳＫ，Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ８－１ｅｖｄＰｈａｓｅＳｈｉｆｔ基于偏振调制的新型光调制格式此类光调制格式是通过调制器将所需要传输的信息调制在光信号的偏振态上。目前所提出的基于偏振调制的新型光调制格式主要有：（１）双二进制偏振位移键控调制格式（ＤＰｏｌＳＫ，ＤｕｏｂｉｎａｒｙＰｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ．ＳｈｉｆｔＫｅｙｉｎｇ）；（２）比特间插偏振调制格式（ＩＰＤＭ，ＩｎｔｒａｂｉｔＰｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎＤｉｖｅｒｓｉｔｙＫｅｙｉｎｇ）。１．２课题研究内容及意义目前我国已经建成的光缆通信线路长达数百万公里，所铺设的“八纵八横＂光纤干线大多数采用的是Ｇ６５２光纤【１１１。所以如何在Ｇ６５２光纤上进行高质量的长距离传输已经成为一个实际而迫切的问题。对现有线路的改造升级必须要解决色散问题，因此研究色散补偿技术对于提高我国光纤通信技术水平意义重大。传统的光学补偿方法成本昂贵，设计复杂、体积较大，在线路上使用带来较大的插入损耗从而影响链路的功率设计，而且缺乏自适应补偿能力，导致其在商业应用的前景受限。而基于特定算法的电色散补偿芯片（模块）可以直接集成在光接收机（或发射机）内，通过自适应信号均衡恢复失真信号，具有简化传输系统的工程安装，而且补偿模块成本低，体积小，易集成，不占用设备空间，功耗也相对小。所以，对电色散补偿的研究具有很强实用价值和学术意义。课题对色散补偿相关技术做了深入的研究，着重对电色散补偿技术以及不同码型调制方式进行分析研究，研究的主要内容有：仿真出色散对光纤通信系统性能的影响，着重分析了电色散补偿技术的原理，以及自适应算法，并深入研究ＦＦＥ、ＤＦＥ和ＭＬＳＥ三种电均衡结构，进而分析相应的优缺点；研究调整ＦＦＥ和ＤＦＥ抽头数目对改善系统性能的影响，得出最优的抽头数目。在深入研究ＭＺ调制器的基础上，设计出强度调制ＮＲＺ、ＲＺ、ＣＳＲＺ、ＯＤＢ以及ＮＲＺ－ＤＰＳＫ、ＲＺ—ＤＰＳＫ和ＣＳＲＺ．ＤＰＳＫ相位调制信号，给出相应信号的光谱图和背靠背出出传输时的眼图，并作相应分析，进而对不同码型的色散容限进行４分析研究。构建出传输不同码型的光纤系统，仿真出ＦＦＥ和ＤＦＥ两种均衡器对不同传输系统均衡的效果。根据仿真结果分析ＦＦＥ与ＤＦＥ两种均衡器对传输不同码型的系统均衡效果如何，并从理论上给出解释。１．３本论文行文结构结合本课题研究的主要内容，本论文的行文结构如下：第一章绪论分析课题的研究背景以及意义，并介绍了目前色散补偿技术的发展现状并对新型码型进行分类。第二章电色散补偿技术研究介绍了色散产生的原理，仿真分析了色散对传输系统的影响，重点对电均衡原理以及相关算法进行分析，并对给出相应码元均衡器的性能仿真结果；根据仿真结果作进一步分析。第三章不同调制码型技术及色散容限分析介绍了调制方式以及ＭＺ调制原理，据此设计出新型调制格式方案，仿真出新型调制码型的背靠背传输的眼图以及传输的光谱图，并作相关分析，此外还对各种码型的色散容限进行分析研究。第四章电均衡器的补偿性能仿真分析对采用不同调制格式的光传输系统通过不同的均衡器的性能进行分析，给出适合不同码型的均衡器，并对仿真结果进行理论分析。第五章总结对全文工作的总结，并对下一步工作展望。５２电色散补偿技术研究近年来，随着超长距离光传输面临严峻的挑战和高速电路的技术的不断成熟，均衡技术得到人们的重视并迅速运用到光传输系统中。目前已经推出了集成了自适应滤波器的１０Ｇｂｉｆｆｓ接收机【１２１。本章从色散产生的基本原理入手，分析其对系统性能产生的危害，并对电域色散补偿技术的原理进行分析以及进行了相关性能仿真。２．１色散分析当一束电磁波与电介质的束缚电子相互作用时，介质响应通常与光波频率有关，体现在折射率对频率的依赖关系上，此关系为光纤色散特性。对于光纤通信系统而言，产生色散的原因有，一是光源包含不同的频率成分，二是介质对光波的响应特性，该特性与光纤材料及结构有关。光纤的色散可以分为：模间色散、色度色散（ＣＤ、ｃｈｒｏｍａｔｉｃ偏振模色散（ＰＭＤ，ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ模间色散不做考虑。ｍｏｄｅｄｉｓｐｅｒｓｉｏｎ）、ｄｉｓｐｅｒｓｉｏｎ）。在单模传输光纤通信系统中，２．１．１色度色散的产生原理在单模光纤中，色散主要由材料色散和波导色散组成，二者统称为色度色散，是由于在光纤中传输的不同频率成分的光其传输时延不同而产生的一种物理效应。材料色散是由于石英材料的折射率随波长而变化所引起的，石英材料，ｉｎＩｄＡ，ｄ２刀／ｄ２五，…都是波长的函数，而实际的半导体光源总有一定光谱宽度，而且经过调制以后的频谱会进一步展宽，造成不同波长的光的传输时延不同，产生材料色散。光纤作为介质波导，其导引效应产生的色散称为波导色散。波导色散不仅与光源的谱线宽度有关，而且与光纤的结构和尺寸有关。较细的芯径产生较大的波导色散。光纤色散可由时延差来表示，在光纤中，不同频率信号因速度不同而使其传过相同距离后会有不同的时延ｆ，而产生时延差Ａｒ。时延差越大，说明色散越严重，光脉冲在沿光纤传输过程中被展宽的程度愈大。群时延ｆ表示光脉冲沿轴向传６输单位长度时所需的时间，即：ｆ＝ｌ／ｖｇ＝ｄｆｌ／ｄｃａ其中，％为群速度，∥为传输常数，缈为光载波的角频率。如果各个信号的时延相同，则不存在色散，信号在传输过程中不产生畸变。光脉冲信号包含不同的频率成分或不同模式成分致使其群速度不同，从而导致信号脉冲在传输过程中发生畸变，这种畸变一般表现为脉冲展宽，即随着信号脉冲在光纤中传输的距离的增加，时延会愈大，脉冲逐渐被展宽。当前后脉冲相互重叠时，会形成码间干扰，导致误码率上升。要确保通信质量，就必须加大码间距离，这将导致通信容量的降低。可见色散引起的脉冲展宽对线性光纤通信系统实现长距离传输大容量信息是不利的。由于实际光纤通信系统传输码速率高、传输距离长，必须进行色散补偿。２．１．２色度色散对光通信系统的影响采用ＮＲＺ强度调制格式的传输系统其接收端眼图与传输距离的关系如图２－１所示。背靠背传输…厂一Ｎ一厂’。。。，ｊｉ；’。。．｛１Ｉ、。ｆ．Ｖ八ｌ。／｝＼夕ｌＯＯｋ礁输１８０ｋ—专输图２．１ＮＲＺ眼图与传输距离的关系Ｆｉｇ．２·ｌＲｅｌａｔｉｏｎｓｈｉｐｂｅｔｗｅｅｎｅｙｅｄｉａｇｒａｍａｎｄｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎｄｉｓｔａｎｃｅ７图２．１是码速率为１０Ｇｂｉｔ／ｓ在光纤Ｃｔ６５２上无传输再生的情况，可以看出当传输距离大于１８０ｋｉｎ时，眼图已经闭合。眼图展开度减少意味着在接收端的误码率上升，当误码率大于一定值时，接收端将不能正常接收，要在更长距离上有效传输必须进行对色散进行抑制。２．１．３偏振模色散的产生原理所谓单模光纤实际上支持两个正交的偏振模且醮和Ｈ醋（或碱，ｔＰ０１）。在理想的圆对称纤芯的单模光纤中两个正交偏振模是完全简并的两者的传播常数相等，故不存在偏振模色散。但在实际的光纤中光纤在制造过程中会造成纤芯截面一定程度的椭圆形状或者由于材料的热膨胀系数的不均匀性造成光纤截面上各向异性的应力从而导致光纤折射率的各向异性这两者均能造成两个偏振模传播常数的差异从而产生群延时的不同形成了偏振模色散ＰＭＤ。在传输过程中，极化模的轴传播常数往往不等，从而造成光脉冲在输出端展宽。如图２．２所示：输出图２－２ＰＭＤ极化模传输Ｐｉｇ．２－２Ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ－ｍｏｄｅ妇ｎｓｍｉｓｓｉｏｎｏｆＰＭＤ２．１．４偏振模色散对光通信系统的影响ＰＭＤ和色度色散对系统性能具有相同的影响，即引起脉冲展宽，从而限制传输速率。然而，ＰＭＤ比色度色散小得多，对低速率光传输的影响可忽略不计，甚至没有列入早先的光纤性能指标之中。但是随着系统传输速率的提升，偏振模色散的影响逐渐显现出来，成为继衰减、色度色散之后限制传输速度和距离的又一个重要因素。根据ＩＴＵ－Ｔ标准协议，一段光纤的ＰＭＤ系数、传输速率和传输距离之间的关系满足：辟例，】’ＰＭＤｔ芦，垢ｌ‘√厶切ｌ２１００８由此可得，ＰＭＤ限制的系统最大传输距离可表示为‘１３１：ｋ＝１００００／（Ｄ·口）２，其中Ｂ为比特率，ＰＭＤ为偏振模色散系数。根据上式可得ＰＭＤ限制的最大传输距离列表。表２．１传输距离与ＰＭＤ和数据率的关系Ｔａｂｌｅ．２—１Ｒｅｌａｔｉｏｎｓｈｉｐａｍｏｎｇｄｉｓｔａｎｃｅ，ＰＭＤａｎｄｂｉｔｒａｔｅ（芦／厮）３．０１．ＯＯ．５Ｏ．１ＰＭＤ最大传输距离（ｋｍ）２．５（ｊｂｉｔ／ｓ１８０１６００６４００１６００００１ＯＧｂｉｔ／ｓ１１１００４００１０００４０Ｇｂｉｔ／ｓ＜１６２５６２５从表２．１可以看出，ＰＭＤ对于低速率的光纤通信系统影响不大，例如，对于２．５Ｇｂｉ讹传输系统，当ＰＭＤ值为ｌｐｓ／√砌时，可传输１６００ｋｍ，当ＰＭＤ为０．５ｐｓ／√砌时，可传输６４００ｋｍ；但对于高速（１０Ｇｂｉ洮）系统，传输距离就大幅缩短，分别只能传输１００ｋｍ和４００ｋｉｎ；对于超高速（４０Ｇｂｉｔ／ｓ）系统，ＰＭＤ已严重制约了系统的使用：在ＰＭＤ为ｌｐｓ／√加时，传输的距离只有６ｋｍ，在ＰＭＤ为０．５ｐｓ／√砌时，传输的距离只有２５ｋｉｎ，在ＰＭＤ为０．２ｐｓ／√砌时，传输的距离１５６ｋｍ。由此可见，ＰＭＤ成为影响高速系统传输距离的主要因素之一。通常为保障１０Ｇｂｉｔ／ｓ高速系统及４０Ｇｂｉｔ／ｓ超高速系统的正常使用，至少应保证ＰＭＤ小于等于ｏ．２ｍ／４－赢。２．２码间干扰原理与均衡由上一节分析可以看出，色散将造成信号展宽，并随传输距离的增长，信号发生码问干扰，信号恶化的越严重，当传输到达一定距离后，无法正确对传输信号进行正确接收。本节对码间干扰原理及均衡进行分析研究。２．２．１码间干扰与均衡原理分析对于理想传输系统，输出信号应该是输入信号的完整再现，最多只有一定的倍数和时延，即：‰（ｆ）＝缄Ｏ一乙）叶变换得到：（２—１）其中Ｋ为幅度增益系数（常数），‘为群时延（常数）。式（２一１）两边取傅里９Ｓｏ埘（００＝酗胁（功弦１嘶所以无失真传输系统的传递函数为：（２·２）Ｈ（ｃｏ）＝ｓｏ咐（缈）／ｓｉｎ（缈）＝Ｋｅ一盹＝１日（缈）ＩＰ－∥洄’（２·３）即传输函数的幅度恒为一常数，相位正比于频率，且直流分量的相移为０。式（２．３）要求传输系统的频带无限宽，实际上这样的系统是不存在的，真实的系统带宽总是有限的。而对于一个频率受限的系统，它的时域响应是无限的，也就是说，时域上的波形必定有很长的拖尾，这使前后符号相互重叠，即产生了符号间干扰（ＩＳＩ，Ｉｎｔｅｒ－ＳｙｍｂｏｌＩｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）。比如对于理想低通传输系统，其传输函数为聊，＝严≯举２其冲击响应为：办（ｆ）＝ｃ２ｑ％ｓｉｎａ）．（ｔ一乞）万％Ｏ一‘）（２—５）其中厶＝％／２万，Ｔ＝ｌ／２ｆ．。Ｔ＝１／２厶可见其波形向两边无限延伸，当取样点落在脉冲响应函数Ｊ｝Ｉ（ｆ）的非零点时，将导致ＩＳＩ。比如信号发送序列为∑口量万（ｔ－ｋＴ），则时刻取样值为多个脉冲响应函数的线性叠加：ｒ１ｙ（ｔ）ｌ煳ｒ＝ｌ∑ａｋｄ（ｔ－ｋＴ）ｏｈ（ｔ）＋ｎ（ｔ）Ｉｐ矗‘（ｆ）Ｌ七ｊ＝∑ａ。ｘ［（ｎ－ｋ）Ｔ］＋ｖ（ｎＴ）（２－６）爿（ｏ）｛口ｏ＋高荟ｑ枷以）Ｔ】｝＋咖乃其中刀（ｆ）表示噪声，Ｊｉｌ（ｆ）表示接收匹配滤波器的单位冲击响应，ｘ（ｆ）＝矗（ｆ）圆五。（一ｆ），ｙ（ｆ）＝，ｚＯ）ｏ办’Ｏ），符号圆表示卷积。∑ａｋｘ［（ｎ—Ｄ明表示所有ｔ＝ｋＴ发送的数据信号对指定时刻ｆ＝ｎＴ发送信号的符号间干扰，ｖ（ｎ１３表示ｔ＝ｎＴ时刻的噪声在抽样。可见在带宽受限传输系统中，系统的单位冲击响应具有无限长的时间拖尾，造成了ＩＳｌ，而系统其它一些效应的影响可以等效为带宽限制。图２．５给出了前后相邻符号对当前符号干扰的时序关系，假定当前符号的时间标识为ｉ，则先于当前符号发出的先前符号的时间标识为ｉ．１，ｉ．２，…，ｉ．Ｎ，…，它们的拖尾造成了后续符号的ＩＳＩ，而后续符号的时间标识为ｉ＋ｌ，ｉ＋２，…，ｉ＋Ｎ，…，它们的前沿造成了先前符号的ＩＳＩ。一般来说，对于因果系统，后续符号对先前符号没有ＩＳＩ，但是在实际传输中由于存在群时延（ＤＧＤ，ＤｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌＧｒｏｕｐＤｅｌａｙ），１０以及定时的抖动和漂移等，所以这种干扰仍可能存在，但持续时间要比拖尾干扰短得多。八Ａ；ＶＶ／Ｖ、Ａ＾ＶＶＶＡ八Ａ刷ｊｆ玎Ｖ趴坝八．／联舻～ｆＴ图２．３单位冲击响应Ｆｉｇ．２·３Ｉｍｐｕｌｓｅｒｅｓｐｏｎｓｅ图２—４码间干扰示意图Ｆｉｇ．２＿４ＳｃｈｅｍａｔｉｃｄｉａｇｒａｍｏｆＩＳＩ先前采样时刻当前采样时刻后续采样时刻土＇｜土时间方向．．．．．．．．．．．．．．１』．．．．．．。Ｊ１．．．．．１．．．．．．Ｉ．。．．。ＬＬ…．．．｜－．．．．．．１．．．．．Ｌｉ｛‘ｌｉ．Ｎｉ－Ｎ＋ｌｉ．２ｉ．１ｉ讳ｌ｝卜２讳Ｎ．１ｉ＋Ｎｉ＋ｍｌｌ卜均衡器控制ｌＳＩ范围—叫·一来自于先前符号的拖尾干扰——４·一来自于后续符号的拖尾干扰—．◆图２．５相邻符号对当前符号干扰的时序关系Ｆｉｇ．２－５Ｔｉｍｉｎｇｒｅｌａｔｉｏｎｓｈｉｐｂｅｔｗｅｅｎｔｈｅａｄｊａｃｅｎｔｓｙｍｂｏｌｓａｎｄｔｈｅｃｕｒｒｅｎｔｓｙｍｂｏｌ以上的推导是假设系统为线性时不变无记忆系统，即任何时候系统的单位冲击响应都是相同的，且满足叠加原理，并且与系统过去的状态无关。在这一假设下，当系统特性满足一定的特殊条件就能够有效地消除ＩＳＩ。对于式（２—５）而言，由于在时刻ｆ＝ｎＴ＋ｔｄ，ｎ＝０，±１，…处，ｈ（垆０（没有ＩＳＩ），所以当系统输入以２ｍ的速率发送符号（符号间隔为Ｔ），则可以通过理想取样来无失真的还原输入信号序列（脉冲序列，数字信号）。实际上进一步的研究发现，如果系统的传递函数Ｈ（ｗ）满足如下性质：ＸＨ（ｃａ＋等）＝ｃｏｎｓｔ．１０ｔ－＜｛ｌｉＩ＝Ｏ，１，２…（２－７）即２７ｔｉＴ＝２ｃｏ．为周期对日（缈）进行延拓再相加，如果在区间【一％，％】上能够叠加得到一个常数，则以速率２／．＝１／丁传输信号时，可以实现在取样点处没有ＩＳＩ。比如常见的升余弦幅度滚降系统就属于此类：。。≤Ｈ＜丁（１－ａ）７ｒ（２．８）Ｈ（缈）＝＋Ｓｎ１—２ｒ一撕ｏ一缈万一ｒ●●●Ｊ—（１－ａ—）ｎ＂≤Ｉ∞Ｉ＜—（１＋ａ—０ｎ＂ｒｒＩ缈Ｉ＞竿其中滚降系数０＜口≤１。式（２．７）给出了没有ＩＳＩ发生时，系统传递函数的特性与符号发送速率的联系，对于特定符号发送速率，有特定的系统传递函数相对应，所以均衡器的任务就是对连同信道和均衡器在内的整个传输信道的特性进行调整，使其满足（２．７），这样就可以消除ＩＳＩ，所以从这一点上，均衡器又可以看作信道估计器。从频域角度来看ＩＳＩ的原理，如果整个通信系统框图如下所示：塑纠发射滤波器ｌＨＴ（ｆ）信道接收滤波器ＨＲ（ｆ）均衡滤波器匝堂ＨＥ（ｆ）Ｈｃ（ｆ）Ｉ图２－６带均衡的通信系统Ｆｉｇ．２·６Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓｙｓｔｅｍｓｗｉｔｈｅｑｕａｌｉｚｅｒ该通信系统的传输函数为：Ｈ（Ｄ＝ＨＴ（ｆ）Ｈｃｌ、ｎＨＲ０ｎＨＥＬｎ（２－９）如果选择匹配的发送滤波器和接收滤波器使它们的转移函数均为平方根升余弦函数，并使整个系统的传输函数则可避免ＩＳＩ，则有：日（门＝珥（力％（力的倒数：（２－１０）显然，上式成立的条件是补偿信道失真的均衡器的传递函数为信道传递函数ＨＡｆ）２丽１２南酬纵朋１ＱＪＤ但是通常情况下都不可能充分了解信道的冲击响应和转移函数，因而均衡器的最基本的任务就是信道估计和求逆。如果发送滤波器和接受滤波器不满足匹配条件，则均衡器就是对所有模块的传递函数估计和求逆。以上从频率域的角度解释了均衡器消除ＩＳＩ的原理，另外还可以从时间域的角度出发来解释，但此时需要假定均衡器的形式为一横截滤波器，具有２Ｎ个延时单元和２Ｎ＋１个个抽头系数。均衡器的单位冲击响应为：１２ｇ（ｆ）＝∑ｃ１６（ｔ－ｋｒ）ｋ＝－Ⅳ（２—１２）则当输入信号为ｙ（ｔ）时，输出信号为：ｚ（ｆ）＝ｙ（ｆ）ｏｇ（ｆ）＝∑ｃｋｙ（ｔ－ｋＴ）ｋ＝－Ⅳ（２—１３）均衡器的任务就是选择适当的抽头系数Ｃ。，消除前后Ｎ个符号对ｔ＝ｎＴ时刻抽样点的ＩＳＩ。在假定到达均衡器的脉冲波形相同，则有：２．２．２光传输系统中的均衡接收模型电均衡是有效减少传输过程中对信号的损伤的一种技术。在实际应用中，电色散补偿技术有两种不同的使用方案，一种是在发射端加入色散补偿模块，对光电变换之前的电信号进行预处理：另一种是在光传输系统接收端加入补偿模块，对光电变换后的电信号进行滤波处理。由于第一种方法自适应能力差，而本课题要研究具有自适应能力的电均衡器，故主要研究后一种方法。图２．７给出了一般意义下直接检测光传输系统结构刚１４１。图２－７直接检测光传输系统框图Ｆｉｇ．２－７Ｂｌｏｃｋｄｉａｇｒａｍｏｆｄｉｒｅｃｔｄｅｔｅｃｔｉｏｎｏｐｔｉｃａｌｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎｓｙｓｔｅｍ图中ｃ（ｔ）是由符号序列奴）构成的数字信号流，经过成形滤波器珥（力得到波形信号ｓ（ｆ），用于对激光器进行外调制。１３传输的信号工（ｆ）的表达式为：ｘ（ｆ）＝√ｌｃ（ｆ）Ｉｅｘｐ［ｊ（２ｎ＇ｆ。ｔ＋么ｓ（ｆ）＋矽Ｏ））】功率与数据信号ｃ（ｆ）的幅度成正比。（２－１５）其中，Ｚ是光频率，／＿ｓ（ｔ）是ｓ（ｆ）的相位角，矽（ｆ）是激光器的相位噪声。发射光信号通过频率响应为以（．厂）的光纤传输后，由于光纤色度色散和偏振模色散导致了信号失真【１４】【１ｓ】【１６１。一般情况下，光载波的频率与光纤的零色散频率不同，此时色度色散的影响很大。这种情况下色度色散造成的失真主要是线性延迟失真，光纤的频率响应是：皿（厂）＝ｅｘｐ［ｊａｆ『ｆ２】（２·１６）其中，口＝万Ｄ五２Ｌ／ｃ，Ｌ是光纤长度，Ｄ是色度色散参数，ｃ是真空中的光速率，旯是波长。在色度色散的影响下，接收之前的光信号为传输信号“ｆ）与光纤信道的冲击响应的卷积：Ｓｏ＝工（ｆ）ｏ吃（ｆ）（２·１７）对于直接检波，光电探测器的输出端的电信号墨（ｆ）正比于光信号幅度的平方：墨（ｆ）＝％ＩＳｏ（ｔ）ｆ其中，瓯，是光电转换系数。（２—１８）对于偏振模色散的影响可以采用一阶近似，即光信号在两个主偏振方向上存在一定的时延差，则光检测器输出的电信号￡（ｆ）的表达式为：逆（ｆ）＝％［ＩＳｏ（ｔ）ｌ‘＋ｑＩｓａｔ—ｆ）门判决前的信号表达式为：（２－１９）其中，口，是两个偏振方向上信号的强度比，ｒ是两个偏振方向上的时延差。ｍ）＝ｔ（ｆ）ｏ‰（ｆ）（２－２０）其中，ｋ（ｆ）是包括光电探测器、放大器和滤波器在内的接收通道的单位冲击响应，其传递面数为Ｈ。（厂）。判决器比较接收信号与阈值的大小，得出发送信号的估计。由于码间干扰的存在，可导致信号误判。需要在判决前加均衡器尽量减少整个系统的码间干扰，降低误判概率。２．３码元均衡器结构分析在均衡过程中，均衡特性相对固定的均衡方式称为固定式均衡。固定式均衡主要适用于信道特性稳定不变的情况。自适应均衡能够根据信道特性的变化自动地调整均衡特性，使得均衡效果保持在最佳。本课题主要研究自适应均衡技术。自适应均衡技术包括均衡器结构设计和均衡算法两个部分。常用的均衡器结构有：前馈式均衡器、判决反馈式均衡器和最大似然序列估计，其中ＦＦＥ属于线性均衡１４器技术，后两者为非线性均衡技术。下面分别介绍这几种均衡器。２．３．１线性均衡（ＦＦＥ）ＦＦＥ是用延迟抽头单元横向排列构成的横向滤波器来实现的，是一种线性滤波器，其抽头间隔Ｄ为码元的周期Ｔ（码元间隔均衡器）或者取部分码元周期（分数间隔均衡器），它把所收到信号的当前值和过去值按滤波系数（即权重）作线性迭加，并把生成的和作为输出，其结构如图２．７所示【１７１。图２．８线性均衡器结构图Ｆｉｇ．２－８ＣｈａｒｔｏｆＦＦＥＦＦＥ的优点是结构简单，实现容易，没有误码扩散的影响；其缺点是为了完全消除一根多径的影响，需要无数个抽头，而实际使用的均衡器都是有限长度的。还有，为在补偿信道影响的时候会增大噪声功率。２．３．２判决反馈均衡（ＤＦＥ）图２－９判决反馈式均衡器结构图Ｆｉｇ．２－９ＣｈａｒｔｏｆＤＦＥ这种均衡器是一种非线性均衡器，它用到了过去时刻的硬件判决值。在判决１５基本都正确的条件下（误码率低于２０％），ＤＦＥ就能很好的克服线性均衡器的两个缺点。判决反馈均衡器之需要一个抽头就可以完全消除一根后向多径的影响，同时也不会增加噪声。但其缺点是显而易见的，由于包含反馈环，存在误码扩散的影响。２．３．３最大似然估计（ＭＬＳＥ）ｓｅｑｕｅＩｌｃｅ最大似然函数估计（ＭａｘｉｍｕｍＬｉｋｅｌｉｈｏｏｄＥｓｔｉｍａｔｅ，ＭＬＳＥ）技术被认为具有最佳的电色散补偿性能【Ｉ引。ＭＬＳＥ是一种特殊的均衡器，把均衡和判决功能相结合，输出结果数数字信号序列。ＭＬＳＥ着眼点是一串数字序列的差错，不再是单个符号。因为ＩＳＩ使得前后符号具有相关性，不再是独立的，所以把数字序列作为一个整体来判决，效果会更理想。该技术结构复杂，运算量大。其实现框图如图２．１０所示。序列图２．１０ＭＬＳＥ均衡器结构框图Ｆｉｇ．２－１０ＣｈａｒｔｏｆＭＬＳＥ２．３．４电均衡器技术比较上述三种均衡器技术比较如表２．２所示。表２－２三种电均衡器技术比较Ｔａｂｌｅ．２－２Ｃｏｍｐａｒｉｓｏｎａｍｏｎｇｔｈｒｅｅｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｅｑｕａｌｉｚｅｒｓ电均衡器ＦＦＥＤＦＥ优点均衡结构简单均衡结构较为简单，效果好可消除非线性ＩＳＩ收敛速度慢具有误码扩散缺点ＭＬＳＥ结构复杂，开销大，需知信道特性上述三种均衡器结构中可以看出：ＦＦＥ为一横向滤波器组成，因而其线性滤波特性较好，对有非线性失真的信道均衡效果不明显；ＤＦＥ其反馈支路采用的是１６线性横向滤波器，在前项符号正确判决的情况下，能消除对后项符号判决时的码间干扰，而在前项符号没有被正确判决时，错误的信息也将被反馈至后项符号，将产生误码扩散；ＭＬＳＥ以较长的序列作为整体输出，因而均衡能力较强，但其结果复杂，计算量大。２．４自适应算法均衡器的自适应是改变均衡器的抽头系数来实现的。对频率响应己知的时不变信道，根据一定的计算原则确定抽头系数后不再改变，称为预置式均衡器。然而，当信道特性不能准确确定或信道随时间发生变化时则需要采用自适应算法来调整。对高速光传输系统而言，环境变化对光纤信道的影响已经不可忽略，对信号的动态色散补偿是完全必要的。采用自适应均衡技术的另一个原因是未来的自动交换光网络中，即便线路上有色散补偿光纤补偿了大部分色散，对不同的波长信号而言，仍会有较大的残余色散存在，ＥＤＣ能在一定范围内对不同的残余色散进行自适应补偿。调整抽头系数的算法是为了实现最佳的均衡性能，对任何算法都需要通过一定的目标函数来评估。数字通信系统中误码率是最直接有效的性能评估函数，但是误码率是抽头系数的高度非线性函数，因而将误码率作为算法的评估标准无法实现，在实际应用中通常是使用均方误差准则作为目标函数【１９１。２．４．Ｉ均方误差准则均方误差准则，原理框图如图２．１１所示。图２．１１自适应均衡器原理图Ｆｉｇ．２一Ｉ１Ｓｃｈｅｍａｔｉｃｄｉａｇｒａｍｏｆａｄａｐｔｉｖｅｅｑｕａｌｉｚｅｒ使用离散时域表达式，均方误差函数的表达式为：以（＆）＝Ｅ《＆１２】｝＝Ｅ｛Ｉ％一‘１２＞（２—２１）对于训练模式，Ｕ为发射的初始信号；对自适应模式，Ｕ为判决后的信号。１７韭直童堕盍堂亟生掌焦盐窑血鱼鲢盐楚挂垄班塞只有正确判决时，这两种情况才是等价的。对该式展开可得：＾＝Ｅ｛（“一Ｃ７Ｋ）（ｑ—Ｃ２Ｋ）１｝＝Ｅ“Ｕ—ｃ７‘）【Ｕ一‘ｃ）｝（２－２２）＝目《玩７）＋，Ｅ（《《’）ｃ—ｃＥ《玩《７）一ｃ『耳瓦’《）上式中Ｃ为抽头系数向量，以和Ｋ分别为输入输出信号向量，构成输入均衡器信号的自相关矩阵￡（《《’）＝凡。尸＝Ｅ（玩《）构成输入输出信号的互相关矩阵。因为均方误差Ｊ是抽头系数向量ｃ的二次函数，令其对系数的梯度为零，如果Ｒ是非奇异矩阵，即可得到抽头系数的最优化解：ｃｏ。＝ＲＰ（２－２３）然而，在实际系统中Ｒ和Ｐ都是随机的，得不到最优化系数解的精确估计。当输入信号和期望信号都满足遍历性．属于联合广义平稳过程时，能够用时间平均对且和Ｐ进行估计。由于ＭＳＥ的二次函数构成一个凹的ＭＳＥ曲面，当只有两个抽头系数时，曲面足一个抛物面，如图２－１２所示。１一ｊＯ８一’０６一：∈０．４。０２。：ｋ图２．１２均方误差曲面Ｆｉ９２－１２Ｓ∞∞ｏｆｍｅａｎｓｑＢａｒｅ”由图２．１２中黑色曲线可知，是小均方误差对应的抽头系数值可以用最陡下降算法求梯度得到【删ｏ”。令ｇｒａｄ表示梯度运算．则系数更新方程为：ｑ＋．＝ｑ一△ｇｒａｄ（＾）（２－２４）式中△为步长因子，其取值范围为从０到ｌ，当其值过小时，系数收敛到最优值的时间太慢：步长因子很大时，有可能算法不收敛，在收敛的情况下，收敛速度较快，但是收敛到ＣＯ附近后会在ｔＰ收步一进法无而动抖回来内域邻的Ｃｏｎ大较个一敛，称为稳态误差大，一般来说要求步长因子选择在如下范围内【２Ｉ】：０＜Ａ＜１／ｋ远离最优系数解时用较大的步长因子，接近最优化解时再减小步长因子。（２－２５）丸。是自相关矩阵Ｒ的最大特征值。在实际应用中，可以考虑变步长算法，即在２．４．２最小均方误差算法自适应均衡算法是根据一定规则设计的，算法的种类很多，例如，最小均方误差算法（ＬＭＳ）、递归最小二乘法（ＲＬＳ）、恒模算法（ＣＭＡ）。本课题研究的均衡滤波器采用的最小均方误差算法，其核心思想是用平方误差代替均方误型趁】【２３】【２４】。在实际的应用中输入信号和输出信号都很难满足式（２—２３）的遍历要求的，采用的是Ｒ和Ｐ的瞬时值进行估计，设Ｒ和Ｐ的瞬时值分别为Ｋ圪。和％圪，则可以得到梯度的估计值：ｇｒａｄ（Ｊｋ）＝－２％圪＋２Ｖｋ圪Ｇ＝２Ｖｋ（一％＋圪‘Ｇ）＝－２，－（ｋ）ｒｔ式中Ｆ（后）为均衡器输出与期望信号的误差。用瞬时平方误差代替均方差ＭＳＥ作为目标函数，瞬时平方误差函数的梯度：（２—２６）一百Ｏｄ（ｋ）＝－２ｍ）警＝捌的《＝ｇｒａｄ（以）ｃｋ＋ｌ＝ｑ＋２△ｓ（后）圪，即ＬＭＳ算法表达式。２．５（２－２７）可见瞬时平方误差函数的梯度是真实的梯度向量，亦可表示为电均衡器系统仿真结果分析本课题采用的ＦＦＥ和ＤＦＥ两种均衡器，并对采用传统ＮＲＺ调制格式的传输系统进行均衡仿真。系统性能评估采用眼开代价（ＥＯＰ，ＥｙｅＯｐｅｌｌ＿ｉｎｇＰｅｎａｌｔｙ）。使用眼图可直观看出传输损伤造成的劣化，而且相对计算误码率而言，采用ＥＯＰ更简单直接，在一定程度上能近似把ＥＯＰ看作色散导致的功率劣化或光信噪比（ＯｓＮＲ）代价。本文对电均衡性能仿真都采用ＥＯＰ作为评估的标准。最广泛采用ＥＯＰ的定义是：１９韭基窑煎盘芏塑±芏垃造童电亟照赴篷挂主鲤宜ＥＯＰ（ｄＢ）＝１０１０９（ＥＯｂ＂，ＥＯ）其中醌：。为背靠背传输时的眼图张开度，ＥＯ为某个传输距离上的最大眼图张开度，定义为虽小的１与最大的０的差值，这样ＥＯＰ定义表示了晟坏情况下的眼图张开劣化度。此情况下当ＥＯＰ为一个ｄＢ时，对应的眼圈张开度约为背靠背传输时的８０％。仿真系统为强度调制．直接检测的光传输系统如图２—１３所示，码型为ＮＲＺ，系统速率为ｌＯＧｂｉｔ／ｓ，伪随机序列长度为２５６，每比特采用数６４。采用无啁啾的外调制器，消光比３０ｄＢ。色散系数为１７ｐｓ／ｎｍ／ｋａｎ，不考虑传输损耗及偏振模色散。光滤波器（ＯＢＰＦ）为带宽５０ＧＨｚ的矩形滤波器。光电变换后通过一个截止频率为７；ＥＯＰ和传输距离的曲线。劬Ｆｉ９２—１４５ＧＨｚ的贝塞尔５阶低通滤波器（ＥＬＰＦ），之后接均衡器。均衡器为ＦＦＥ和ＤＦＥ，均衡器输出后接眼圈分析仪，每改变光纤传输的长度，从眼圈分析仪中读取信号的眼图张开度，并计算相应的ＥＯＰ。仿真时传输距离每次改变ｌＯｌｏｎ，并绘制系统回匠回图２一１３系统仿真结构ＥＯＰ与传输距离的关系Ｆｉｇ．２·１３Ｓｙｓｔｅｍｓｈｍｅｔｕｒｅｆｏｒｓｉｍｕｌａｔｉｏｎ∞—ＰＷＩＯＥＱＵ传袖距离ｍｍ】图２．１４不同抽头数量的线性均衡器性能Ｐｅｍ㈣ｏｆＦＦＥ“ｍｍｆｆｈｔｒａｐｎｍｂｅｒｓ图２—１４显示不同抽头数量的线性均衡性能，传输的距离从０到１６０ｋｍ。由图韭摩窑遣盔星殛±芏焦堡直直色越赴篮焦垄班鞋２．１４可以看出，随着线性均衡器抽头数量的增加，均衡的性能不断提高，当线性均衡器的抽头数量大于３时，增加线性均衡器抽头数量对性能的改进不大。增加抽头的数量会造成计算的复杂度，在实际应用中可选抽头数为３的线性均街嚣。∞ｒ勰ＥＯＰ与传柏《高的关系：：蓄磊ｉＦ—■■■＝■一■］传糖距离Ｏ州图２－１６ＦＦＥ与ＤＩＥ均衡效果的比较Ｆｉｇ．２－１６ＰｅｒｆｏｒｍａｎｃｅｏｆＤＩＥａｎｄＦＩＥ圈２一１５为不同抽头数量的反馈均衡器性能。ＤＦＥ（ｍ曲表示前馈均衡器抽头数量为ｍ，反馈滤波器抽头数量为ｎ。在传输距离小于１００ｋｒａ时．眼图张开劣化度小于２ｄＢ。增加反馈滤波器的抽头数目可进一步改善系统系能。综合考虑系统性能要求和实现复杂度，在实际应用中可取ＤＦＥ（３，２）。图２．１６显示了未经过电均衡器，经过抽头数为３的ＦＦＥ和ＤＦＥ（３，２）反馈均衡器系统的性能。当传输距离小于８０ｋｍ时，ＦＦＥ与ＤＦＥ的均衡效果相当。当传输距离大于１００ｋｉｎ时，反馈均衡器较线性均衡器性能均衡效果好。２．６本章小结本章从色散产生原理分析入手，实际仿真了色度色散对传输系统性能的影响，从仿真结果中可以看出，在高速长距离传输系统中，必须对色散进行补偿。色散使传输码元在时域展宽，会造成码间干扰。文章对码间干扰的原理进行了进一步分析，研究了均衡消除码间干扰的原理，即对传输信道进行滤波。对常见的ＦＦＥ、ＤＦＥ和ＭＬＳＥ三种均衡器结构分析并比较了三者的优缺点。自适应是电色散补偿技术较光域色散补偿技术的一个优点，因此重点从理论上分析了本课题采用的ＬＭＳ算法。本章最后对ＦＦＥ和ＤＦＥ两种均衡器的均衡能力进行了仿真分析。３新型调制码型技术及色散容限分析不断增加的传输速率和通信容量，要求加快光纤传输技术的发展，但此时色散的限制效应也同益明显，为了适应高比特率传输系统的需要克服和减少色散的影响，很多技术被引入到光通信中，而选择适当的传输码型是其中的一个重要技术。通过改变信号频谱结构来提高系统传输性能和频谱利用频率的调制编码技术被认为是高速传输系统中的关键技术之一。码型调制技术结构简单，调制带宽紧凑、非线性容忍度高，并能提高对色散的容忍度。理想的调制码型需要具有的特性有：谱宽窄、不易受色散影响、高的色散容忍度及传输性能，而且还要有一套花费较低的产生与接收装置。由于Ｍａｃｈ．Ｚｅｈｎｄｅｒ（ＭＺ）干涉仪型ＬｉＮｂ０３外调制器可以方便的对光信号幅度或者相位进行调制，被广泛应用到各种光信号的调制和解调结构中。本章介绍ＬｉＮｂ０３调制器的调制原理，从理论和实验上实现了不同调制码型的调制和接收，并对不同码型的色散容限进行分析。３．１调制方式和光调制器课题采用ＭＺ调制器外调制方式。本节对调制方式以及课题采用的ＭＺ的调制工作原理进行分析研究。３．１．１调制方式在光纤通信系统中，光源发出的连续光波或光脉冲串不携带信息，只能作为信息的载体。将信号加载到光载波上以形成光信号就是光调制器的主要功能。构成光频调制器的方式多种多样，但就调制器与光源之间的关系而言，调制器技术可以分为内调制技术和外调制技术两大类【２５】。内调制又称为直接调制，是将要传送的信息转变为电信号去控制光源，从而获得相应的光信号输出。这种调制技术简单经济，容易实现，是中低速光通信系统常采用的技术。但是，受半导体激光器本身响应速度的限制和直接调制时半导体激光器有源区载流子浓度的变化将导致激光辐射的频率不稳定，频率啁啾大，使得激光器动态谱线增宽，限制了系统的传输容量，高速光通信系统中一般不采用直接调制的方式。外调制是指光源发出的激光束在外调制器中受到信息信号的调制而获得光信号的输出。外调制器是利用介质的电光、磁光和声光效应来实现信号对光的调制。实用的外调制器大多是基于晶体的电光效应做成的电光调制器，其具体方法是，在激光器输出端外的光路上放置光调制器，在调制器上加载调制电压，使通过调制器的光束得到调制。间接调制常采用基于电吸收（ＥＡ）的调制器和基于铌酸锂ＬｉＮｂ０３）的马赫．曾德尔（Ｍｚ）干涉型调制器来实现，而马赫一曾德尔（Ｍｚ）干涉型调制器能够方便的对光信号幅度或相位进行调制，并获得良好的光谱特性，因此得到广泛的应用【２６１。３．１．２ＭＺ调制器原理外调制器主要有两种：电吸收（ＥＡ）调制器和马赫．曾德尔（Ｍｚ，Ｍａｃｈ－Ｚｅｈｎｄｅｒ）干涉仪型调制器。ＥＡ调制器易与激光器集成在一起，形成体积小的单片集成组件，但它的啁啾比ＭＺ调制器大，因此对于１０Ｇｂ／ｓ光纤传输系统的新型调制格式多采用ＭＺ调制器实现。ＭＺ调制器可以用半导体材料制作，也可用电光材料如ＬｉＮｂ０３制作，通过合理的设置ＭＺ调制器的偏置电压可以使得产生的已调制光信号具有非常好的消啁啾特性，适合高速率系统的超长距离传输。光波导电光晶体输入光——◆—－◆输出光图３·ｌＭＺ调制器结构图Ｆｉｇ．３－１ＳｔｒｕｃｔｕｒｅｏｆＭＺｍｏｄｕｌａｔｏｒＭＺ调制器的工作原理如下［２７１：当在锂铌氧化物的两端施加电压后，它的折射率会发生变化。来自激光二极管调制器的光虽然在进入波导管后被平均的一分为二，但是在经过上下两个不同折射率的臂膀后，会发生相长干涉或者相消干涉，这样输出的光强可以根据调制信号的大小进行控制。也就是说通过外加电压可以控制光强大小的输出。ＭＺ调制器可分为单驱动调制器和双驱动调制器：单驱动调制器当利用单驱动平衡方式的ＭＺ调制器对信号进行光强调制时，其输出光强随输入调制电压变化的曲线如图３．２（ｂ）所示，调制器输入电信号的幅度为调制器的开关电压，即半波电压（光强最大值到最小值需要的驱动电压）调制框图见图３－２（ａ）。调制信号煽组邋屹电压光信号电信号电信号脉冲幅度为半波电压（ａ）调制框图（ｂ）ＭＺ单驱动调制特性图３－２单驱动ＭＺ调制器的光强调制特性Ｆｉｇ．３－２Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎｃｈａｒａｃｔｅｒｉｓｔｉｃｓｏｆｓｉｎｇｌｅ－ｄｒｉｖｅＭＺｍｏｄｕｌａｔｏｒ双驱动调制器双驱动的ＭＺ调制器对光信号进行光强调制时，ＭＺ调制器工作在推挽状态下，其输出光强随输入调制电压变化的曲线和调制框图如图３．３。匕图３．３双驱动推挽方式的ＭＺ调制Ｆｉｇ．３－３Ｐｕｓｈ－ｐｕｌｌｍｏｄｅｓｏｆｄｕａｌ－ｄｒｉｖｅＭＺｍｏｄｕｌａｔｏｒ输入电压双驱动的ＭＺ调制器的输入输出的关系为【２８】：‰＝争州砖）睁ｅｘｐ（ｊｘ－匕姿）（３－１）‰为调制器输出电场，瓦为调制器输入电场，圪为调制器半波电压，巧、Ｋ分别是上臂电压（上调制电信号加上偏置电压）和下臂调制电压（上调制电压加下偏置电压），ｙ为非理想调制器的参数，是消光比艿的函数，即厂＝（√万一１）／（√万＋１），在消光比较大的情况的下，７可近似等于ｌ。此时式（３—１）可化简为【２９１：‰＝争唧（砖）＋Ｔ瓦ｅｘｐ（砖）＝扣ｓ万芑帕渤≯扣ｓ万乏呐渤乏，＝驷万警ｃｏｓ万蛩＋忍渤警…蛩＝聃万簪№万警协协石警，协２，＝瓦ｃｏｓ万警唧（弦簪可见通过改变巧、Ｋ的值得到调制器输出光场与输入光场的不同关系。根据两臂的电压值的变换．可得到不同的输出．从ｌｉ章ＩＩ相廊的｛同制信县３．２光强调制信号及其实现基于强度调制原理的光调制格式是通过调制器将所需传输的信息调制在光信号１１９１６１１１＿Ｌ，如常用的Ｎｌ屹。但由于ＮＲＺ不利于长距离传输ＷＤＭ，基于强度调制的新型调制格式应运而生。下面对不同的调制格式进行分析，并仿真实现。３．２．１非归零码（ＮＲＺ）非归零码（ＮＲＺ）可采用单臂或双臂ＭＺ调制器来实现。采用单臂实现时，单端所加信号电压最大值为半波电压匕。实现方框如图３－５。图３＿４单臂ＮＩＺ实现原理图Ｆｉｇ．３－４ＰｒｉｎｃｉｐｌｅｄｉａｇｒａｍｏｆＮＲＺｗｉｔｈｓｉｎｇｌｅ－ｄｒｉｖｅ双端调制时，Ｍｚ偏置电压设置在上臂偏置电压Ｋ‰设置在匕／２处，下臂偏置电压Ｋ妇设置在一匕／２处，要调制的ＮＲＺ信号幅值为匕／２。由式（３．２）可知，输出的光信号的光强为：Ｌ＝枷２万簪＝枷２万半却群万鼍笋图３．５双臂ＮＲｚ实现原理图（３．３）Ｆｉｇ．３－５ＰｒｉｎｃｉｐｌｅｄｉａｇｒａｍｏｆＮＲＺ１ｊｌ，ｉｔｈｄｏｕｂｌｅ－ｄｒｉｖｅ课题中采用双臂调制实现１０Ｇｂｉｔ／ｓ的ＮＲＺ信号，其输出信号的频谱及其背靠背传输的眼图如图３—６所示。；ｉ｛／ｌＩ／ｉ；＼；／‘＼ｊＩ｜Ｖｊｊ｝‘；≯ｉ、‘＼．｛／７图３－６ＮＲＺ强度调制的频谱及其背靠背传输时的眼图Ｆｉｇ．３－６Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎｓｐｅｃｔｒｕｍａｎｄｂ２ｂｅｙｅｄｉａｇｒａｍｏｆＮＲＺ从图３－６可以看出ＮＲＺ强度调制信号频谱宽度约为２０ＧＨｚ，载波分量比较突出，无其它离散分量，旁瓣较密集且都在．３０ｄＢ以下。眼图占空比为ｌ。３．２．２归零码（Ｉ屹）在产生ＮＲＺ信号的基础上，可以产生多种码型，课题产生ＲＺ归零码均采用二级调制。其实现原理图如图３．７。图３－７归零码二级调制Ｊ泉理图Ｆｉｇ．３—７ＭｏｄｅｍｓｃｈｅｍａｔｉｃｏｆＲＺｗｉｔｈｔｗｏＭＺ全时钟调制格式在全时钟调制格式中，ＭＺ２上臂调制偏置Ｋ№为匕／４，时钟频率为信号的码速率召，下臂调制偏置吒船为一匕／４，时钟频率为Ｂ，幅度均为匕／４，二者相位相差万，则两臂电压分别是：Ｋ＝生４＋－等－ｅｏｓ（２万Ｂｆ）（３－４）Ｋ＝上４呜Ｃ０ｓ（２７ｒＢｔ＋７ｔ）（３－５）由式（３．２）可知，ＭＺ２输出的电场和光强分别是：‰哦…学ｅＸｐ（弦磷）＝瓦ｓｉｎ［ｉ７１＂一ｉ７／＂ｃｏｓ（２ｎ＇Ｂｆ）】Ｂ６）ｋ＝厶ｓｉ４一署ｃｏｓ（２ｎ＇Ｂｆ）】（３－７）该调制格式的信号的占空比为０．５。课题研究的１０Ｇｂｉｔ／ｓ码速率的调制格式，其光谱图和背靠背传输时的眼图如图３－８所示。图３－８占空比为５０％ＲＺ强度调制的频谱以及眼图Ｆｉｇ．３·８Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎｓｐｅｃｔｒｕｍａｎｄｂ２ｂｅｙｅｄｉａｇｒａｍｏｆＲＺｗｉｔｈｄｕｔｙｃｙｃｌｅ０．５占空比为５０％的ＲＺ信号载波分量和１０ＧＨｚ处的离散分量都比较的突出，主瓣宽度大约为３０ＧＨｚ，较ＮＲＺ调制格式宽。第一旁瓣较其余旁瓣突出，其高度均超过其余旁瓣１５ｄＢｍ以上。半时钟调制格式在半时钟调制格式中，ＭＺ２上臂调制偏置Ｋ妇为匕，时钟频率为信号的码速率Ｂ／２，下臂调制偏置％妇为一匕，时钟频率为Ｂ／２，幅度均为圪１２，二者相位相差万，则两臂电压分别是：Ｋ＝匕＋等ｃｏｓ（ｎ＇Ｂｔ）匕＝一圪＋等ｃｏｓ（ｎ＇Ｂｔ＋ｎ＇）由式（３．２）可知，ＭＺ２输出的电场和光强分别是：（３－８）（３—９）‰＝聃万警ｅｘｐ（ｊ＃警，＝瓦ｃｏｓ［丢－ｃｏｓ（ｎ＇Ｂｔ）］Ｌ＝ＬＣＯＳ２【等ｃｏｓ协研）】其光谱图和背靠背传输的眼图如图３－９所示。＠㈣（３－１１）该调制格式的信号的占空比为０．３３。课题研究的１０Ｇｂｉｔ／ｓ码速率的调制格式，图３－９占空比为３３％ＲＺ强度调制的频谱以及眼图Ｆｉｇ．３－９Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎｓｐｅｃｔｒｕｍａｎｄｂ２ｂｅｙｅｄｉａｇｒａｍｏｆＲＺｗｉｔｈｄｕｔｙｃｙｃｌｅ０．３３占空比为３３％的ＲＺ信号载波分量和１０ＧＨｚ处的离散分量都比较的突出，主瓣宽度大约为４０ＧＨｚ，较占空比为５０％的ＲＺ码宽，第一根边线谱之间的距离约为２０ＧＨｚ。旁瓣高度均在．５０ｄＢｍ以下，可见对高频分量抑制效果明显。３．２．３载波抑制归零码ＣＳＲＺ在该调制格式中，ＭＺ２上臂调制偏置Ｋ妇为匕／２，时钟频率为信号的码速率Ｂ／２，下臂调制偏置匕妇为一匕／２，时钟频率为Ｂ／２，幅度均为匕／２，二者相位相Ｋ＝≥＋Ｖ２。ｒｃｏｓ（础一争Ｋ＝专＋－＇警ＣＯｓ（础＋争ｆｌ拭（３—２）可知，ＭＺ２输出的电场和光强分别是：（３．１２）＠㈨瓦＝枷万等州弦警，＝毛ｓｉｎ２［２ｓｉｎ（丌Ｂｆ）】协…Ｌ＝／，．ｃｏｓ２［ｉ７Ｚ＂ｃｏｓ（万别（３－１５）该调制格式的信号的占空比为０．６６。课题研究的１０Ｇｂｉｔ／ｓ码速率的调制格式，其光谱图和背靠背传输的眼图如图３．１０所示。图３．１０ＣＳＲＺ强度调制的频谱以及眼图Ｆｉｇ．３—１０Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎｓｐｅｃｔｒｕｍａｎｄｂ２ｂｅｙｅｄｉａｇｒａｍｏｆＣＳＲＺＣＳＲＺ的频谱主瓣宽度大约为２０ＧＨｚ，完全没有载波离散分量，这是相邻码元相位相差７／＂的缘故，第一根边线谱之间的距离约为１０ＧＨｚ，第二根边线谱之间的距离约为３０ＧＨｚ。旁瓣高度随频率的增加衰减较快。３．２．４光双二进制（ＯＤＢ）光双二进制是为减少信号的频谱从而提高信号的色散容限提出的一种调制格式ｐｏ】，该格式按照一定得规则将原来的二进制中逻辑０转换为调制信号＋ｌ和．１，这样可使信号的频谱带宽减少为原来的一半。Ｄｕｏｂｉｎａｒｙ信号的产生【３１】：光双二进制编码框图由预编码、相关编码和ＭＺ调制三部分组成。常见的双二进制调制格式有三电平幅度调制双二进制与幅度调制相位键控调制格式。课题采用后一种调制格式。双二进制幅度调制相位键控调制格式（ＡＭ．ＰＳＫ）结合了强度调制和相位调制特性，该调制在接收时并不需要判断所接受的相位是多少，只需要取其幅度即可，因此在接收端只需要使用一个传统二进制的直接检测接收机即可，从而减少系统的复杂性和成本【３２１。课题实现方案如图３．１１所示。图３．１ｌ光双二进制实现框图Ｆｉｇ．３－１１ＢｌｏｃｋｄｉａｇｒａｍｏｆＯＤＢＭＺ采用双臂调制，ＭＺ偏置电压设置在上臂偏置电压Ｋ妇设置在圪处，下臂偏置电压Ｋ鼬设置在０处，要调制的信号幅值为ＡＶ＝ｂ（ｋ）－ｂ（ｋ－１）。ｌＯｌＯｌＯ１ＯｌＯ●ｌ０厂］几∥劫∞ｔＵＵＵ图３．１２光双二进制调制信号示意图Ｆｉｇ．３—１２ＭｏｄｕｌａｔｉｏｎｄｉａｇｒａｍｏｆＯＤＢ课题实现的光双二进制的光谱以及背靠背传输时的眼图如图３．１３所示。图３．１３ＯＤＢ强度调制的频谱以及眼图Ｆｉｇ．３·１３Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎｓｐ∞仉ＨＩｌａｎｄｂ２ｂｅｙｅｄｉａｇｒａｍｏｆＯＤＢ光双二进制频谱宽度约为１０ＧＨｚ，约为ＮＲＺ频谱宽度的一半，此外ＯＤＢ调制信号的突出特性，且旁瓣较密集，无载波离散分量，除第一旁瓣外，其余旁瓣高度均在．３０ｄＢｍ以下。３．３相位调制信号及其实现强度调制在各种传输损伤的作用下，容易造成ｌ码和０码之间的串扰，从而造成误判。当利用光信号的相位来携带信息时，由于１码和０码的光功率幅度相等，因此可大大减轻传输损伤的影响，相移键控（ＰＳＫ）信号正是利用了这一特性。早期的ＰＳＫ信号要进行相干检测，难于实现。近年来，利用ＭＺ干涉仪可将差分相移键控信号恢复成光强信号，然后再进行光强检测，避免了相干检测。ＤＰＳＫ信号和ＲＺ、ＣＳＲＺ结合可实现不同的相位调制格式。用双臂ＭＺ调制器对其实现的原理如图３．３．１图３．１４双臂ＭＺ调制器实现ＰＳＫ原理Ｆｉｇ．３—１４ＰｒｉｎｃｉｐｌｅｏｆＰＳＫｗｉｔｈｄｕａｌ－ａｎｎＭＺｍｏｄｕｌａｔｏｒ双端调制时，ＭＺ偏置电压设置在上臂偏置电压Ｋ妇设置在０处，下臂偏置电压砭妇设置在０处，要调制的ＮＲＺ信号幅值为匕。由式（３—２）可知，输出的光信号３２的光场为：‰＝瓦瞄万警州弦警）＝Ｅｉ，，ｅｘｐ（ｊｎ＂ｙ，）（３－１６）光强为：乙＝Ｌ。设０和１对应的ＮＲＺ值为０和匕，二者的相位相差万，光强相同，从而实现了ＰＳＫ调制。３．３．１非归零ＤＰＳＫＤＰＳＫ信号的产生：ＤＰＳＫ原理是用光的两个功率幅度相同、相位相反的信号分别代表ｌ码和０码，电信号先经过差分编码再对双驱动的ＭＺ调制器进行相位调制，差分编码用延时异或（延时模２加）实现。ｌ０ｌ００黝熊。］厂］勃躺：］ｌｌ０００＿ｌｌｌｌＯｌ门厂图３．１５ＮＲＺ－ＤＰＳＫ调制原理Ｆｉｇ．３—１５ＭｏｄｕｌａｔｉｏｎｐｒｉｎｃｉｐｌｅｏｆＮＲＺ－ＤＰＳＫ本课题实现ＤＰＳＫ采用上述方式，输出的光谱图和背靠背传输时的眼图，．Ｕ删ｊ…！．｜．懒｝№ｉＩ｜！｜／，ｌ一瞌ｓｉ—＼。＼ｊ／厂、．／罩拈以．‘＼；；／／；Ｘ；１ｊ／＼＼．．ｔ图３．１６ＮＲＺ－ＤＰＳＫ调制的频谱以及眼图Ｆｉｇ．３－１６Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎｓｐｅｃｔｒｕｍａｎｄｂ２ｂｅｙｅｄｉａｇｒａｍｏｆＮＲＺ－ＤＰＳＫＮＲＺ．ＤＰＳＫ信号的频谱宽度约为２０ＧＨｚ，旁瓣都在．３０ｄＢ以下，无载波离散分量，这是相位调制信号的特性。３．３．２归零ＤＰＳＫ归零的ＤＰＳＫ采用二级ＭＺ调制实现，第一级采用ＮＲＺ—ＤＰＳＫ，第二级实现波形分割，设置第二级调制器不同的参数，可得到不同的归零ＤＰＳＫ信号。图３－１７ＮＲＺ－ＤＰＳＫ二级ＭＺ调制框图Ｆｉｇ．３—１７ＭｏｄｕｌａｔｉｏｎｄｉａｇｒａｍｏｆＮＲＺ－ＤＰＳＫｗｉｔｈｔｗｏＭＺ课题仿真实现了占空比为３３％和５０％归零的ＤＰＳＫ，实现方法如下：第一级调制器参数设置与ＮＲＺ．ＤＰＳＫ实现参数相同，第二级设置的参数与光强调制实现占空比为３３％和５０％归零码参数相同。图３．１８和３．１９分别为占空比０．３３和０．５ＲＺ调制信号的背靠背传输的眼图和光谱图。图３．１８占空比为３３％ＲＺ－ＤＰＳＫ调制的频谱以及眼图Ｆｉｇ．３·１８Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎｓｐｃｃｔｌ＇ｌｌｍａｎｄｂ２ｂｅｙｅｄｉａｇｒａｍｏｆＲＺ－ＤＰＳＫｗｉｔｈｄｕｔｙｃｙｃｌｅ０．３３图３．１９占空比为５０％ＲＺ－ＤＰＳＫ调制的频谱以及眼图Ｆｉｇ．３－１９Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎｓｐｅｃａｕｍａｎｄｂ２ｂｅｙｅｄｉａｇｒａｍｏｆＲＺ－ＤＰＳＫｗｉｔｈｄｕｔｙｃｙｃｌｅ０．５由图３．１８和图３．１９可以看出，占空比为Ｏ．３３的ＲＺ．ＤＰＳＫ较占空比为０．５的ＲＺ—ＤＰＳＫ主瓣宽度宽。占空比为Ｏ．３３的ＲＺ．ＤＰＳＫ基本上无旁瓣，对高频分量抑制效果明显。二者与相应强度调制ＲＺ信号在频谱图上相仿，而无载波分量及离散分量。３．３．３载波抑制ＤＰＳＫ载波抑制的ＤＦＳＫ与归零的ＤＰＳＫ实现方法相同，第一级调制器参数设置与ＮＲＺ．ＤＰＳＫ实现参数相同，第二级设置的参数与光强调制实现载波抑制码参数相同。得到的了背靠背传输的眼图和光谱图。／，、．｛～１厂是，．｜、≤体形状与强度调制ＣＳＲＺ相仿。＼．一；／；冬≮；／…／。ｉｊｒ。≮．图３－２０．ＣＳＲＺ－ＤＰＳＫ调制的频谱以及眼图Ｆｉｇ．３－２０Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎｓｐｅｃｔｒｕｍａｎｄｂ２ｂｅｙｅｄｉａｇｒａｍｏｆＣＳＲＺＣＳＲＺ—ＤＰＳＫ的频谱主瓣宽度约为２０ＧＨｚ，无载波离散分量，主瓣宽度也较占空比为３３％和５０％的ＲＺ信号窄，旁瓣高度均在．３０ｄＢｍ，除无离散分量外频谱整３．４色散容限分析信号在传输线路中传输，受色散影响严重，虽然利用色散补偿光纤或其它色散补偿器件可以对系统的色散值进行补偿，但由于环境的因素（温度、压力等）使得传输线路中的色散值发生变化，因此实际系统中并不能对色散值做到完全补偿，残余的色散值将影响系统的性能，色散容限正是衡量采用不同系统对色散健壮性的一个指标。课题对不同的调制格式进行了色散容限研究，传输光纤为ＳＭＦ，传输的码速率为１０Ｇｂｉｔ／ｓ，仅考虑色度色散的影响，色散值为１７ｐｓ／ｎｍ／ｋｍ，采用Ｏｐｔｉ．ｓｙｓｔ锄仿真软件，通过改变传输不同的距离计算相应的ＥＯＰ，得到ＥＯＰ随色散的关系如３５图３．２１所示。色散容限＾Ｖ乱。山ｍ口Ｄｉｓｐｅｒｓｉｏｎ（ｐｓ／ｎｍ）图３－２１不同调制信号的ＥＯＰ随色散变化曲线Ｆｉｇ．３－２１ＥＯＰｏｆｄｉｆｆｃｒ％ｔｍｏｄｕｌａｔｉｏｎｓｉｇｎａｌｓＶＳｄｉｓｐｅｒｓｉｏｎ信号的传输所采用的载波中心频率为１９３．１ＴＨｚ，色散为正色散。从图３．２１中我们可以看出在ＥＯＰ为２ｄＢ处，色散容限最好的是ＮＲＺ—ＤＰＳＫ，约为１５００ｐｓ／ｎｍ。总体来看，ＮＲＺ、ＮＲＺ—ＤＰＳＫ和ＯＤＢ色散容限相当。原因在于三者的频谱宽度较窄，在传输过程中产生的时延相对其余其中也较下。占空比为３３％、５０％和６６％的ＲＺ信号色散容限依次减小，原因也在于三者的频谱宽度依次减小。即：色散容限的大小和信号的频谱宽度有关，信号的每个频率分量以不同的群速度在光纤中传输造成不同的时延，从而导致色散的产生，在传输初期导致光脉冲展宽，随着传输距离的增大将严重扭曲信号。信号的频谱越宽，其高频分量和低频分量的传输时延相差就越大，信号受色散的影响就越严重，色散容限就越低。３．５本章小结本章对课题采用的ＭＺ调制器的工作原理进行了分析研究，并仿真实现了强度调制码型ＮＲＺ、ＲＺ、ＯＤＢ及相位调制码型ＮＲＺ．ＤＰＳＫ、ＲＺ．ＤＰＳＫ和ＣＳＲＺ．ＤＰＳＫ。通过对各码型的频谱分析比较，可以看出强度调制信号均有载波离散分量或其他离散分量，而ＯＤＢ和ＤＰＳＫ信号均无离散分量，ＣＳＲＺ信号无载波离散分量，而存在其他离散分量。在仅考虑色度色散的情况下，对各码型的色散容限进行了分析，色散容限较好的码型为ＮＲＺ、ＯＤＢ及ＮＲＺ－ＤＰＳＫ，相位调制信号较相同占空比的强度调制信号的色散容限高，该结果与频谱越宽色散容限越小以及相位调制信号在接收端有３ｄＢ接收灵敏度优势的理论相吻合。４电均衡器的补偿性能仿真及分析课题主要研究第二章提出的ＦＦＥ与ＤＦＥ两种均衡器对不同码型的补偿性能进行仿真分析。采用仿真软件为Ｏｐｔｉ—Ｓｙｓｔｅｍ，计算系统ＥＯＰ并对结果作相应分析。仿真中用到的系统参数、光发射端、光纤链路端及光接收端的参数如表４－１所示。表４．１仿真参数Ｔａｂｌｅ．４－１ＳｉｍｕｌａｔｉｏｎｐａｒａｍｅｔｅｒｓＢｉｔｅＢｉｔＲａｔｅ（传输速率）１０Ｇｂｉｔ／ｓ２５６６４Ｌｅｎｇｔｈ（比特序列长度）ＳａｍｐｌｅＲａｔｅ（抽样率）ＭｏｄｕｌａｔｉｏｎＦｏｒｍａｔ（调制格式）ＯｐｔｉｃａｌＮＲ乃Ｒ刁『ＣＳＲｚ／ＯＤＢ／ＤＰＳＫＳｏｕｒｃｃ（ＣＷ－Ｌａｓｅｒ）１９３．１ＴＨｚＦｒｅｑｕｅｎｃｙ（中心频率）ＬｉｎｅＷｉｄｔｈＭａｃｈ．ＺｃｈｎｄｃｒＭｏｄｕｌａｔｏｒＥｘｔｉｎｃｔｉｏｎＯ．１ＭＨｚＲａｔｉｏ（消光比）Ｖｏｌｔａｇｅ（偏置半波电压）３０ｄＢ４Ｖ６Ｎ５ｄＢＳｗｉｔｃｈｉｎｇＢｉａｓＳｗｉｔｃｈｉｎｇＲＦＩｎｓｅｒｔｉｏｎＶｏｌｔａｇｅ（射频半波电压）Ｌｏｓｓ（插损）ＯｐｔｉｃａｌＦｉｂｅｒＲｅｆｅｒｅｎｃｅＷａｖｅｌｅｎｇｔｈ（传输波长）１５５０ｒｉｍＯ－１６０ｋｉｎ１７ｐｓ／ｎｍ／ｋｍＬｅｎｇｔｈ（路线长度）Ｄｉｓｐｅｒｓｉｏｎ（色散）ＤｉｓｐｅｒｓｉｏｎＳｌｏｐｅ（色散斜率）０．０７５ｐｓ／ｎｍ＾２／ｋｍＰｈｏｔｏｄｅｔｃｃｔｏｒＲｅｓｐｏｎｓｉｖｉｔｙ（响应率）Ｄａｒｋｌ删ｌＯｎＡＣｕｒｒｅｎｔ（暗电流）Ｍ【ＺＩｎｔｅｒｆｅｒｏｍｅｔｅｒＤｅｌａｙ（延迟）Ｃｏｕｐｌｉｎｇ０．１ｎｓＯ．５Ｃｏｅｆｆｉｃｉｅｎｔ（耦合系数）ＬｏｗＰａｓｓＢｕｔｔｅｒｗｏｒｔｈＦｉｌｔｅｒＣｕｔｏｆｆＦｒｅｑｕｅｎｃｙ（截止频率）７．５ＧＨｚ课题对各种码型的传输系统进行电均衡研究，通过改变ＦＦＥ与ＤＦＥ抽头的数目计算系统ＥＯＰ。从仿真结果中可以看到增加抽头数目可进一步提高系统性能。当ＦＦＥ抽头数目大于３时，系统性能不再随抽头数目的增加而明显改善。对ＤＦＥ均衡器而言，当其前后向抽头数目分别为３、２时，进一步增加前后向抽头数目不会明显改善系统性能。综合考虑均衡器的均衡能力及系统复杂度，可认为ＦＦＥ３和ＤＦＥ（３，２）为相应最优均衡器。为此本章仅考虑ＦＦＥ３和ＤＦＥ（３，２）两种均衡器对系统性能的改善情况。４．１强度调制格式的仿真分析本节仿真的强度调制信号全为第三章设计实现的ＮＲＺ、ＲＺ、ＯＤＢ和ＣＳＲＺ，完全采用第三章的实现方法，具体的实现过程不再赘述。４．１．１非归零码仿真分析图４．１ＮＲＺ码型仿真系统Ｆｉｇ．４—１ＳｉｍｕｌａｔｉｏｎｓｙｓｔｅｍｏｆＮＲＺＦＯＰ与传输距离的关系传输距高（ｋｍ）图４－２采用ＮＲＺ码型的系统仿真结果ＦｉｇＡ－２ＳｙｓｔｅｍｓｉｍｕｌａｔｉｏｎｒｅｓｕｌｔｓｏｆＮＲＺ图年２为ＮＲＺ未经过ＥＤＣ和经过ＥＤＣ均衡后的ＥＯＰ随传输距离的关系。可见采用电均衡后系统有明显的改善，在传输距离为８０虹时，均衡效果明显，ＥＯＰ改善了近３ｄＢ，此前ＤＦＥ与ＦＦＥ均衡效果相当；采用ＤＦＥ均衡时，系统在传输距离小于１００ｋｍ时，ＥＯＰ在２ｄＢ以下，系统的色散容限得到了很大的提高。可以认为在１０Ｇｂｉｔ／ｓ传输系统中，采用ＦＦＥ和ＤＦＥ两种均衡器进行色散补偿是可行的。４．１．２归零码仿真分析ＮＲＺ码系统仿真模型如图４－３所示。当系统采用占空比为５０％的ＲＺ信号时，第二级ＭＺ调制器的时钟输入为１０ＧＨｚ，当采用占空比为３３％的ＲＺ信号时，第二级ＭＺ调制器时钟输入为５ＧＨｚ。躺…图４－３ＲＺ码型仿真系统Ｆｉｇ．４－３ＳｉｍｕｌａｔｉｏｎｓｙｓｔｅｍｏｆＲＺ从图似中可以看出，系统经过电均衡器后性能有明显改善，色散容限有较大幅度提高。由于ＲＺ码型频谱宽度较宽，采用该码型系统的色散容限较采取ＮＲＺ码型系统低，有效传输的距离也较短，低于８０ｋｉｎ。从占空比为０．５ＲＺ系统仿真的结果显示：当传输距离小于５０ｋｉｎ时，ＦＦＥ与ＤＦＥ均衡能力相当，在传输５０ｋｍ时，二者对系统的性能有明显改善，ＥＯＰ下降了近３ｄＢ且均在２ｄＢ范围内；对于占空比为０．３３传输系统而言，在传输距离小于５０ｋｉｎ时，ＦＦＥ与ＤＦＥ二者的均衡能力相当，均衡能力亦明显，在５０ｋｉｎ处，系统的ＥＯＰ较未均衡时下降了３ｄＢ。亦可认为对于ＲＺ系统而言，采取ＦＦＥ和ＤＦＥ进行色散补偿是可行的。ＥＯＰ与传输距离的关系ＥＯＰ与传输距离的关系传输距离（ｋｉｎ）传输距离（１‘ｍ）（ａ）占空比为５０％ＲＺ（ｂ）占空比为３３％ＲＺ图４＿４采用ＲＺ码型的系统仿真结果Ｆｉｇ．４．４ＳｙｓｔｅｍｓｉｍｕｌａｔｉｏｎｒｅｓｕｌｔｓｏｆＲＺ４．１．３载波抑制归零码仿真分析ＣＳＲＺ码系统仿真模型如图４．５所示。。蛳］。ｔ—ｈｔ潮●ＢＯｋ阿圈．臼■¨ｅｍ持ｎ叶ｏ＾＇●甘＝＇７。５４Ｈ口．１●心Ｉ—Ｉ甘苕世一即嘲·（：ｌｒ肌胄；：１ｐ—ｂ毒Ｅ一。睁·圜。－（：Ｉ＝ｓｅ，ｕｄｏ－Ｒ１，，ｄｏｍ瞳ｓ｜旧嚏ｌ髓Ｇ—埒ｌ柳医习．邕刿ｊ憎６ｅｎ■１协ｒＦｍ∞ｍｃｖ。５‘Ｌ—Ｆｅｄｔ＇妇Ｊｄｑ一层司一闰一曙－－－－ＩＩ显ｌＭ砷ｈＺ曲＿＇如■—‘●●霄埘■ＭｗｂＺ■蚋ｄ－Ｍ—Ｉｔ—目一卜一一ｙ‘一油Ｂｅｃｅ：＿ｉｃ｜．●Ｇａｈ＿ｌｌ——Ｊ、＼一黼“图４．５ＣＳＲＺ码型系统仿真Ｆｉｇ．４－５ＳｉｍｕｌａｔｉｏｎｓｙｓｔｅｍｏｆＣＳＲＺ图４．６为ＣＳＲＺ系统未经过ＥＤＣ和经过ＥＤＣ均衡后的ＥＯＰ随传输距离的关系。从图４－６中可以看出，系统经过电均衡器后性能没有明显改善，色散容限没有明显提高。总体而言，采取ＦＦＥ和ＤＦＥ对采用ＣＳＲＺ传输的系统进行均衡是不合适的。４１ＥＯＰ与传输距离的关系＾口Ｖ正∞ｏＵ．Ｉ０２０４０∞∞１００１２０１４０１∞传输距离（ｋｍ）图４－６采用ＣＳＲＺ码型的系统仿真结果Ｆｉｇ．４＿６ＳｙｓｔｅｍｓｉｍｕｌａｔｉｏｎｒｅｓｕｌｔｓｏｆＣＳＲＺ４．１．４光双二进制仿真分析ＮＲＺ码系统仿真模型如图４．７所示。ＥｌｅｃｔｒｉｃａｌＮＯＴＢｅｃ＇ｔｒｔｃ■鞠ｍ■Ｔｔｒｎｔ嘲图４．７ＯＤＢ码型系统仿真Ｆｉｇ．４－７ＳｉｍｕｌａｔｉｏｎｓｙｓｔｅｍｏｆＯＤＢ４２ＥＯＰ与传输距离的关系ｔ１０Ｖ乱。山刁０２０４０即８０１叩１刃１４０传输距离（ｋｍ）１即图４．８采用ＯＤＢ码型的系统仿真结果Ｆｉｇ．４－８ＳｙｓｔｅｍｓｉｍｕｌａｔｉｏｎｒｅｓｕｌｔｓｏｆＯＤＢ图４．８为ＯＤＢ未经过ＥＤＣ和经过ＥＤＣ均衡后的ＥＯＰ随传输距离的关系。从图４．８中可以看出，系统经过电均衡器后性能没有明显改善，色散容限没有明显提高，在前１００ｋｉｎ传输过程中，ＦＦＥ和ＤＦＥ均衡器对系统性能改善最大在传输８０ｋｉｎ，ＥＯＰ较未均衡时下降２ｄＢ。总体而言，采取ＦＦＥ和ＤＦＥ对ＯＤＢ系统进行均衡是不合适的。４．２相位调制格式的仿真分析相位调制与强度调制仿真结构大体相当，在光电探测器之前要加平衡接收器，将相位调制信号转换成光强调制信号。解调采用延时相加的方法，即对ＤＰＳＫ进行光域的相关编码，可用ＭＺＩ（马赫一曾德尔干涉仪）实现，从ＭＺＩ的两个输出端出来的光信号分别通过光电探测器再相减（平衡检测），可增大信噪比。涉仪的转移函数为：日（介＝‰（门卫‰（力，ｆ为频率。本课题采用的ＭＺＩ是可调谐的，由两个耦合器组成，分别与光纤相连。该干‰∽２匕Ｚ毪Ｊ洚Ｄ这里口为耦合系数。如果ＭＺＩ共轭设为有效，Ｐ为正数１【３３】：否则Ｐ为负数１１３４１皿（门＝ｌＰ一≯？ｌ，这里ｆ为时延。课题采取ｆ为一个码元周期，口取。．５。４３并设定ＭＺＩ共轭有效，即Ｐ为ｌ，所以：日（门＝‰（ｆ）Ｈ，Ｈｃｏ咖（厂）ｆ压／２，压／２］『Ｐ印ｚｏｌｆ压／２ｊ，／乏／２］【．ｊＶ互／２压／２ｊ【．０］ＪＬｙ压／２压／２Ｊ（４．２）课题采用的ＭＺＩ解调方式如图４．９所示，设输入的ＤＰＳＫ光场为Ｅｉｎ（ｔ），ｄ、Ｃ两端的场强为Ｅｄ（ｔ）和Ｅｃ（ｔ），由（４·２）可得可得出Ｅｄ（ｔ）＝１／２［Ｅｉｎ（ｔ—Ｄ－Ｅｉｎ（ｔ）】，Ｅｃ（ｔ）＝ｊ／２［Ｅｉｎ（ｔ－Ｄ＋Ｅｉｎ（ｔ）】，ｌｌｐ．相邻信号相位相反时ｄ处光强为输入光强，ｃ处的光强最小，否则相反，从而实现解调。图４．９ＤＰＳＫ解调示意图Ｆｉｇ．４－９ＤｅｍｏｄｕｌａｔｏｒｓｃｈｅｍａｔｉｃｏｆＤＰＳＫ４．２．１非归零ＤＰＳＫ仿真分析ＮＲＺ—ＤＰＳＫ码系统仿真模型如图４．１０所示。骱产《鼍’７已ｏ…¨ｏ｛ｏ日“，～ｉ¨＿．●■ｗ扣押呻ｊｃ６叫ＤｌⅡ．．商厂—＜：‘——－１Ｅ旷剖豫ｓ｜４＿“Ｆ础－＇∞．Ｔ№面ｌ一ｊ一。曙＾ｗ：５ｄ咖’甲一Ｕ’■■喇■甜Ｉ图４．习囵ｉ扣一鬻意一ｌ肌目……·叫削。觚岍一．１口即一蛐系统仿真ＥＯＰ与传输距离的关系０２０加即跚１∞传输距离（ｋｍ）１２０１４０１６０图４．１１采用ＮＲＺ－ＤＰＳＫ码型的系统仿真结果Ｆｉｇ．４·１１ＳｙｓｔｅｍｓｉｍｕｌａｔｉｏｎｒｅｓｕｌｔｓｏｆＮＲＺ－ＤＰＳＫ图４．１１为ＮＲＺ—ＤＰＳＫ未经过ＥＤＣ和经过ＥＤＣ均衡后的ＥＯＰ随传输距离的关系。从图４－１１中可以看出，系统经过电均衡器后性能没有明显改善，色散容限没有明显提高。可以认为对传输ＮＲＺ—ＤＰＳＫ信号系统而言，采取ＦＦＥ和ＤＦＥ均衡器是不合适的。４．２．２归零ＤＰＳＫ仿真分析斟』９～。副～站器嘣ｋｌ。：网：。一降＿．：ｈｌ’。麓］Ｉ回·‘匈·一国一ｌ囡一Ｉ器臻忠秽譬冒留嗍忆№十黼｝掩———Ｃ＝厂］圈。ｕＣＷＩ．ａ＿Ｂ＂．Ｆｎ＇，口黝勰；Ｉ≯一占一阐’≥．卜一．底．埋ｌ“Ｌ齄ｊ…一·＿ｂ：≥匿ｒ１Ｊｂｍ■＊卜Ｚ■＿’●甘Ｍ—止ｔ竹ｕ峋哺曲矗●＿－岫蛳ｔｌ留爿妯图４－１２ＲＺ－ＤＰＳＫ系统仿真Ｆｉｇ．４－１２ＳｉｍｕｌａｔｉｏｎｓｙｓｔｅｍｏｆＲＺ－ＤＰＳＫ４５ＲＺ—ＤＰＳＫ码系统仿真模型如图４－１２所示。当系统采用占空比为５０％的ＲＺ信号时，第二级ＭＺ调制器的时钟输入为１０ＧＨｚ，当采用占空比为３３％的ＲＺ信号时，第二级ＭＺ调制器时钟输入为５ＧＨｚ。ＥＯＰ与传输距离的关系ＥＯＰ与传输距离的关系Ｏ２０加∞１００传输距离（ｋｍ）６０１２０１４０１６０传输距离（ｋｍ）（ｂ）（ａ）占空比为５０％ＲＺ－ＤＰＳＫ占空比为３３％ＲＺ－ＤＰＳＫ图４．１３采用ＲＺ－ＤＰＳＫ码型的系统仿真结果Ｆｉｇ．４—１３ＳｙｓｔｅｍｓｉｍｕｌａｔｉｏｎｒｅｓｕｌｔｓｏｆＲＺ－ＤＰＳＫ图４．１３为ＲＺ．ＤＰＳＫ未经过ＥＤＣ和经过ＥＤＣ均衡后的ＥＯＰ随传输距离的关系。从图４－１３中可以看出，系统经过电均衡器后性能没有明显改善，平均ＥＯＰ改善值小于ｌｄＢ。可认为：ＦＦＥ和ＤＦＥ两均衡器对ＲＺ．ＤＰＳＫ系统均衡能力不理想。４．２．３载波抑制ＤＰＳＫ仿真分析ｒ———１．蛔卜一ｌ｝Ｌ圈Ｊ．叫ｌ：岫嘛却㈧Ｆｒｅｏｕｅｌｌｅｖ：器ｐ啊Ｍｌ型‘。：舅１洲ｔａｍＰｒｏｌ－ｑｓ‘。．＿Ｉ６ａｕｗｓｍｒ蹄冀ｍ№回‘．宙·，国一ｌ圈］器湍怒铲黼警岫忆№钿ｆ黼ｋ圈－。ｒｏ．占．。Ｉ避｝一．／—－一７盎ｌ一囱．＾．卜。＝ｊＪＵ柚Ｉ，ｌ＝＝ｈ．ＺｅｌｍｄｌｒＩ／＝ｄｕｌａＢｒ’睡里一Ｕ咖Ｉ／ｍｏｈ－Ｚｌｌｍ４ｌｒ岫岫＇埋…Ｉ”生ｉｊ｝…．．叫２：ｌ拳驾嘶图４．１４ＣＳＲＺ－ＤＰＳＫ仿真系统Ｆｉｇ．４－１４ＳｉｍｕｌａｔｉｏｎｓｙｓｔｅｍｏｆＣＳＲＺ－ＤＰＳＫＣＳＲＺ．ＤＰＳＫ码系统仿真模型如图４．１４所示。ＥＯＰ与传输距离的关系Ｖ也。山∞刁Ｏ２０４０∞８０１００１２０１４０１６０传输距离（ｋｉｎ）图４．１５采用ＣＳＲＺ．ＤＰＳＫ码型的系统仿真结果Ｆｉｇ．４－１５ＳｙｓｔｅｍｓｉｍｕｌａｔｉｏｎｒｅｓｕｌｔｓｏｆＣＳＲＺ－ＤＰＳＫ图４－１５为ＣＳＲＺ—ＤＰＳＫ未经过ＥＤＣ和经过ＥＤＣ均衡后的ＥＯＰ随传输距离的关系。从图４－１５中可以看出，系统经过电均衡器后性能没有明显改善，色散容限没有明显提高，最佳均衡点位于７０ｋｉｎ处，ＥＯＰ较未均衡时下降２ｄＢ。总体而言，ＦＦＥ与ＤＦＥ对ＣＳＲＺ—ＤＰＳＫ系统均衡能力差，在实际中不宜采取。４．３仿真结果理论分析从以上的仿真结果中，我们可以看出对于采取强度调制码型如ＮＲＺ、ＲＺ传输系统经过电均衡器其性能有明显的改善。而采取强度调制码型ＯＤＢ、ＣＳＲＺ以及各种相位调制ＤＰＳＫ传输的系统经过电均衡器其性能没有得到很好改善。产生这样仿真结果的原因，主要在于调制格式的实现方式不同。仅考虑色度色散（ＣＤ）光信道的系统函数可写成：Ｈ（ｔｏ）＝ｌＨ（ｔｏ）ｌｅｘｐ（一ｊｂ（ｃｏ））＝Ｃｅｘｐ（一歹砚ｔ０２／２）（４．３）这里Ｃ为一常数，Ｄ为色散值，￡为传输的距离。在幅度调制系统中，包络检测会产生非线性失真，而光电探测为包络检测，也将存在非线性失真。在接收端输入端传输信号为包络的复数形式可写成：Ｚ（ｔ）＝１＋ｍｅｘｐ（ｊ（．ｏＩ一口）＋罢ｅＸｐ（一旭一∥）（４４）‘二其中，ｌ代表载波，第二项代表上边频，第三项代表下边频，ｍ为调制深度，ｑ为调制信号的频率。我们取ａ＝∥＝ＤＬａ＇１２／２，光电探测值为Ｉｚ（ｆ）１２。对于有载波的强度调制ＮＲＺ和ＲＺ光电探测值为：Ｉｚ（ｆ）１２＝１＋ｍ＿Ｌ，，＋２ｍｏｏｓ口ｃｏｓｑｆ＋等ｃｏｓ２哆ｆ（４－５）式（４．５）中第四项为非线性失真，线性均衡器是通过线性部分的调整己达到减小ＩＳＩ，随着传输距离的增加，口接近万／２时，线性分量２臃ｃｏｓ口ｃｏｓｑｆ接近于０，可认为非线性失真最大，均衡效果也将变得很差。对于采取无载波调制格式如ＯＤＢ、ＣＳＲＺ和各种相位调制ＤＰＳＫ传输系统而言，式（４－４）为：Ｉｚ（ｆ）１２＝等（１＋ＣＯｓ２ｑｆ）而ＦＦＥ和采取横向滤波器的ＤＦＥ的均衡能力受到抑制。（４—６）式（４－６）在劬处无分量，此时非线性分量起主要作用，产生非线性失真。因根据以上的分析，我们可以得出对采取不同码型传输系统进行电均衡产生不同效果的真正原因。４．４本章小结本章对传输ＮＲＺ、ＲＺ、ＣＳＲＺ、ＯＤＢ、ＮＲＺ—ＤＰＳＫ、ＲＺ－ＤＰＳＫ以及ＣＳＲＺ－ＤＰＳＫ码型的系统进行电均衡仿真，均衡器采取ＦＦＥ和ＤＦＥ两种，均采取ＬＭＳ算法。从仿真结果中可以看出，ＦＦＥ和ＤＦＥ两均衡器对传输ＮＲＺ及ＲＺ码型的系统均衡效果明显，对传输其余码型的系统均衡效果不明显。最后文章对产生结果的原因进行了理论分析和阐述。５结论高传输速率和大容量传输是光纤通信始终追求的目标，然而随着传输速率的提高，色散成为引起信号损伤的主要因素之一。如何减少色散对传输系统的影响，尤为重要。目前抑制色散对传输系统的影响主要方法为光域色散补偿。随着芯片处理速度不断提高，用电均衡的方法抑制色散成为了可能。与此同时，新型调制码型应运而生。研究电均衡器对采取不同码型传输的系统的均衡效果极具现实意义和学术价值。基于此，本文研究了如下主要内容：１、分析了当前色散补偿技术，介绍了现有电色散补偿技术的进展情况，并对新型调制格式进行了分类总结。２、仿真出色散对光纤通信系统性能的影响，着重分析了电色散补偿技术的原理，以及自适应算法，并深入研究了ＦＦＥ、ＤＦＥ和ＭＬＳＥ三种电均衡结构，并分析了相应的优缺点；研究调整ＦＦＥ和ＤＦＥ抽头数目对改善系统性能的影响，从中发现当抽头数目大于一定值时，再次增加抽头数目对系统性能不会有明显改善，得出最优的抽头数目。３、在深入研究ＭＺ调制器的基础上，设计出强度调制ＮＲＺ、ＲＺ、ＣＳＲＺ、ＯＤＢ以及ＮＲＺ．ＤＰＳＫ、ＲＺ．ＤＰＳＫ和ＣＳＲＺ．ＤＰＳＫ相位调制信号，给出相应信号的光谱图和背靠背出出传输时的眼图，并作相应分析。此外对不同码型的色散容限进行分析研究。４、构建了传输不同码型的光纤系统，仿真出ＦＦＥ和ＤＦＥ均衡器对不同传输系统均衡的效果。从仿真结果中可以看出，ＦＦＥ与ＤＦＥ两种均衡器对传输有载波分量码型的系统均衡效果较为明显，并从理论上给出了解释。电色散补偿技术作为一种新型的色散补偿技术，具有自适应调节、低成本等特点，具有很高的实用价值。有待研究的进一步深入。今后将在以下方向进行进一步研究：深入研究ＭＬＳＥ均衡器，并对该均衡器的均衡能力进行研究分析，探索适合具有非线性均衡能力的点均衡器，已达到对载波抑制调制信号有效均衡。４９参考文献【１】ＨｉｒｏｏｋａＴ’ＡｂｌｏｗｉｔｚＭＪ．ＲｅｓｏｎａｎｔＩｎｔｒａ－ｃｈａｎｎｅｌＰｕｌｓｅＩｎｔｅｒａｃｔｉｏｎｉｎＤｉｖｅｒｓｉｏｎ－ｍａｎａｇｅｄＴｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎＳｙｓｔｅｍｓ．ＩＥＥＥＪｏｕｒｎａｌｏｆＳｅｌｅｃｔｅｄＴｏｐｉｃｓｉｎＱｕａｎｔｕｍＥｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ，ＶＯＬ８，Ｎｏ３，Ｍａｙ２００２，ＰＰ：６０３－６１５【２】ＭａｒａｎＪＮ，Ｓｌａｖｉｋ１ＬＣｈｒｏｍａｔｉｃＦｉｂｅｒＤｉｓｐｅｒｓｉｏｎＭｅａｓｕｒｅｍｅｎｔＦｒｅｑｕｅｎｃｙ—ＳｈｉｆｔｅｄＦｅｅｄｂａｃｋＬ械Ｕｓｉｎｇ０１１ａＭｕｌｔｉ－ｗａｖｅｌｅｎｇｔｈａｎｄＩＥＥＥＴｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓＩｎｓｔｒｕｍｅｎｔａｔｉｏｎＭｅａｓｕｒｅｍｅｎｔ，ＶＯＬ５３，ＮＯｌ，Ｆｅｂｒｕａｒｙ２００４，ＰＰ：６７·７０【３１王锐，张国平，陈伟。色散补偿技术的最新进展．光纤通信研究．２００８年第６期【４】Ｑｕｅｌｌｅｔ．ＤｉｓｐｅｒｓｉｏｎＷａｖｅｇｕｉｄｅｓ．ＯｐｔｉｃｓＣａｎｃｅｌｌａｔｉｏｎＵｓｉｎｇＬｉｎｅａｒｌｙＣｈｉｒｐｅｄＢｒａｇｇＧｒａｔｉｎｇＦｉｌｔｅｒｓｉｎＯｐｔｉｃａｌＬｅｔｔｅｒｓ．１９８７，１２（１０）．ＰＰ：８４７．８４９【５】赵兴涛．光子晶体光纤色散特性的理论研究．燕山大学．２００７年２月．ＰＰ：２－４【６】ＨｅｌｍｉｎｇＢｕｌｏｗ，ＦｒｅｄＢｕｃｈｕａｌｉ，ａｎｄＡｘｅｌＫｌｅｋａｍｐ．ＥｌｅｃｔｒｏｎｉｃＤｉｓｐｅｒｓｉｏｎＣｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎ．ＪｏｕｒｎａｌｏｆＬｉｇｈｔ－ｗａｖｅＴｅｃｈｎｏｌｏｇｙ．ｖｏＬ．２６，Ｎｏ．１，Ｊａｎｕａｒｙｌ，２００８【７】Ｗ．ｃｈｅｎｇｅｔａｌ—Ａ３ｂ４０ＧＳ／ｓＡＤＣ－ＤＡＣｉｎＯ．１２ｕｍＳｉＧｅ．ＩＳＳＣＣＤｉｇ．Ｔｅｃｈ．Ｐａｐｅｒ，Ｆｅｂ．２００４．Ｒｅｃｅｉｖｅｒ诵ｔｌｌＤｉｇｉｔａｌＰＰ：２６２－２６３【８】Ａ．Ｆａｒｂｃｒｔ，Ｓ．Ｌａｎｇｅｎｂａｃｈ，Ｎ．Ｓｔｏｊａｎｏｖｉｃ，ｅｔ．ａ１．Ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅｏｆａ１０．７Ｇｂ／ｓＥｑｕａｌｉｚｅｒｕｓｉｎｇＭａｘｉｍｕｍＬｉｋｅｌｉｈｏｏｄＳｅｑｕｆｆｌｌｃｅＥｓｔｉｍａｔｉｏｎ【Ｊ／ＯＬ］．ｉｎＥＣＯＣ０４，Ｓｔｏｃｈｈｏｌｍ，ｓｅｐ．５－９ｍ“．１．５，２００４【９】９杨）１１）１Ｉ、李难斌．４０Ｇｂ／ｓＷＤＭ系统传输码型的性能分析与发展前景．网络电信２００４．７．ＰＰ：５５．５７【ｌｏ】顾畹仪．ＷＤＭ超长距离光传输技术．北京．北京邮电大学．２００６．ＰＰ：２２０．２２１【ｌｌ】汤博阳．“八纵八横”光纤网筑起中国通信业的脊梁．数字通信世界．２００８．１２【１２】Ｄ．Ｓ．ＭｃＰｈｅｒｓｏｎ，Ｈ．Ｔｒａｎ，Ｍ．Ｒｏｌｌｉｎｓ，Ｄ．Ｄｏｂｓｏｎ，ＫＪｉａｎｇ，Ｓ．Ｗｏｌｓｌｄ，ａｎｄＥＰｏｐｅｓｃｕ．Ａ１０Ｇｂｉｔ／ｓａｄａｐｔｉｖｅｅｑｕａｌｉｚｅｒ谢ｔｈｉｎｔｅｇｒａｔｅｄｃｌｏｃｋａｎｄｄａｔａｒｅｃｏｖｅｒｙｆｏｒｏｐｔｉｃａｌｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎｓｙｓｔｅｍｓ．ＯｐｔｉｃａｌＥｎｇｉｎｅｅｒｓＦｉｂｅｒＣｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎＣｏｎｆｅｒｅｎｃｅａｎｄＥｘｐｏｓｉｔｉｏｎＳｏｃｉｅｔｙａｎｄＴｈｅＮａｔｉｏｎａｌＦｉｂｅｒＯｐｔｉｃＣｏｎｆｅｒｅｎｃｅ，ＴｅｃｈｎｉｃａｌＤｉｇｅｓｔ（ＣＤ）（ＯｐｔｉｃａｌｆｉｂｅｒｏｆＡｍｅｒｉｃａ，２００５），ｐａｐｅｒＯＦ０３６，２０００【１３】高育选，萧越．偏振模色散对单模光纤系统的影响．光通信研究．ＮＯ【１４】Ｌ．Ｋａｚｏｓｋｙ，Ｓ．Ｂｅｎｅｄｅｔｔｏ，Ａ．ｗｉｌｌｎｅｒ．ｏｐｔｉｃａｌＨｏｕｓｅ，１９９６ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓｙｓｔｅｍｓ［Ｍ］．Ｌｏｎｄｏｎ：Ａｒｔｅｃｈｌｉｍｉｔａｔｉｏｎｓｉｎｃｏｈｅａ＇ｅｎｔｌｉｇｈｔ－ｗａｖｅ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作者：

学位授予单位：

刘祥超

北京交通大学

1.学位论文 张晓惠 宽带多模光纤传输链路电色散补偿技术的研究 2009

本文的主要研究内容是宽带多模光纤链路的电色散补偿（EDC：Electronic dispersion compensation）技术。在建立多模光纤传输链路仿真模型的基础上，对现有的主要电色散补偿方案进行了仿真和对比研究。论文各章的内容如下：

第一章简要介绍了多模光纤局域网所遇到的问题和解决方案。多模光纤以太网标准IEEE802．3（10GBASE-LRM2005）建议在已安装的旧标准MMF上用电均衡技术来补偿带宽不足，从而满足标准规定的300米传输距离。阐明了多模光纤传输链路中的电色散补偿技术的实际意义。

第二章详细介绍了多模光纤传输链路的仿真模型。尤其是对多模光纤的传输特性进行了研究，采用最小均方误差算法得到MMF的仿真模型，并与采用三次样条插值法的建模结果进行了对比和分析，最终确定采用最小均方误差法建立MMF链路的仿真模型。

第三章介绍了电均衡器的主要类型、结构及其算法。仿真比较了线性均衡器、判决反馈均衡器、最大似然序列估计（MLSE：Maximum LikelihoodSequence Estimation）均衡器以及IIR（无限冲击响应）均衡器的性能。本章还对最新发展的自适应均衡算法进行了研究，包括最小均方（LMS：LeastMean Square）算法和递归最小二乘（RLS：Recursive Least Square）算法。仿真对比的结果表明，RLS算法自适应均衡对眼开度的改善优于LMS法。本章为后续章节对均衡器的仿真设计奠定了理论基础。

第四章对线性均衡器和判决反馈均衡器进行了仿真分析，链路建模考虑了传输链路中模间色散、损耗、噪声等因素的影响。分析和比较了线性均衡器和判决反馈均衡器的结构和参数对链路输出信号的眼开度、噪声和码间干扰的影响。

第五章对线性均衡器、判决反馈均衡器和最大似然序列估计（MLSE）均衡器的误码率和突发错误进行了仿真。首先验证了MLSE均衡器良好的误码率性能，然后通过仿真结果的对比说明了第四章中线性均衡效果不理想的原因，并进一步研究了线性均衡器、判决反馈均衡器和MLSE均衡器的突发错误特性。接着又以IEEE802．3ae工作组推荐的6类典型光纤为研究对象分析了LMS自适应算法和RLS自适应算法的性能优劣。

第六章考察使用3阶无限冲激响应（IIR）滤波器均衡10Gb/s数据流在MMF链路中传输发生的码间干扰，仿真比较了3阶IIR均衡器与同阶以及高阶有限冲激响应（FIR）均衡器的性能。基于Levenberg-Marquardt（LM）法线性搜索非线性最小二乘函数，从而迭代优化IIR均衡器的抽头系数。仿真表明，只有少数个抽头的IIR均衡器比高阶（13抽头）FIR均衡器有更好的性能表现，且实现起来更加经济。 第七章总结了论文的主要研究内容和成果，并对下一步的研究工作提出了初步建议。

2.学位论文 高岩 相干检测正交相移键控非线性光纤传输系统研究 2009

近几年来，随着高速数字信号处理技术(Digital Signal Processing，DSP)和模数转换技术的进步，相干光通信重新成为研究的热点。相干检测与DSP技术相结合，可以在电域进行载波相位同步和偏振跟踪，清除了传统相干接收的两大障碍。基于DSP的相干接收机结构简单，具有硬件透明性；可在电域补偿各种传输损伤，简化传输链路，降低传输成本；支持多进制调制格式和偏振复用，实现高频谱效率的传输。众多优势使得基于DSP的相干接收系统成为下一代光通信系统的重要选择，有关其传输特性和接收算法的研究迅速展开。对于长距离传输，非线性损伤对系统性能有极大影响，它对发送功率的限制最终限制了系统性能。本论文对相干检测正交相移键控(Quadrature Phase Shift Keying，QPSK)系统中的非线性效应及其均衡技术进行了深入研究，具体研究工作如下：
　　

1.建立了单偏振和偏振复用相干QPSK传输系统的仿真平台；研究了无在线色散补偿链路中信道内非线性引入的非线性相位噪声的统计特性，证明此链路条件下线性相位噪声预测器不能减轻非线性损伤，需要采用其他方式来进行信道内非线性的均衡。
　　

2.提出了采用粗分步傅立叶算法的信道反转方法对信道内非线性进行电域均衡。通过本方法，可以显著提高系统性能，增加传输距离，并进行了10GBaud相干接收NRZ—QPSK的非线性传输实验验证。
　　

3.提出了基于Volterra理论的非线性电均衡器，可实现信道内非线性效应的自适应均衡，适用于链路发生动态变化的网络环境中；采用时域匹配条件对均衡器结构进行简化，大大拓宽了其应用范围，并进行了10G Baud相干接收NRZ—QPSK的非线性传输实验验证。
　　

4.针对目前基于DSP的相干QPSK非线性传输系统数值仿真缺乏有效的误比特率(Bit Error Rate，BER)估计方法的问题，提出了两种基于相位噪声的概率密度函数(Probability Density Function，PDF)拟合的BER估计方法，分别是基于Parzen序列的PDF拟合和基于通用指数函数族的PDF拟合。与MonteCarlo仿真相比，两种方法均可有效降低计算量。

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下载时间：2010年11月5日