研究与开发 ＳＶＰＷＭ逆变器谐波数值分析 陈招兵 王榕生 （福州大学电气工程与自 动化学院，福州 ３５０１０８） 摘要 本文对ＳＶＰＷＭ输出电压谐波作了数值分析，研究了在全电压范围内谐波分布情况、 数值大小以及随调制度 的变化趋势，并与ＳＰＷＭ进行对比。结果表明，ＳＶＰＷＭ的谐波分量相 对较多，在全电压范围内与同次的ＳＰＷＭ谐波分量在数值及变化特征方面均有不同。在相同载波 比Ⅳ条件下，当Ｍ＜０．３５时，ＳＶＰＷＭ的电流畸变率ＴＨＤ 值较大；当调制度 ≥０．３５时，ＳＶＰＷＭ 的ＴＨＤ 值低于ＳＰＷＭ。搭建了ＴＭＳ３２０Ｆ２８１２的ＤＳＰ为控制核心的硬件实验平台，所得ＳＶＰＷＭ 谐波实测结果与计算值相吻合，为客观评估ＳＶＰＷＭ技术性能及消除谐波提供了依据。 关键词：ＳＶＰＷＭ；数值计算；谐波；调制度；全电压 Ｎｕｍｅｒｉｃａｌ ａｎａｌｙｓｉｓ ｏｆ ｈａｒｍｏｎｉｃ ｆｏｒ ｓｐａｃｅ ｖｅｃｔｏｒ ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ｏｆ ｆｕｌｌ ｖｏｌｔａｇｅ ｒａｎｇｅ Ｃｈｅｎ Ｚｈａｏｂｉｎｇ Ｗａｎｇ Ｒｏｎｇｓｈｅｎｇ （Ｃｏｌｌｅｇｅ ｏｆＥｌｅｃｔｒｉｃａｌ Ｅｎｇｉｎｅｅｒｉｎｇ ａｎｄ Ａｕｔｏｍａｔｉｏｎ，Ｆｕｚｈｏｕ Ｕｎｉｖｅｒｓｉｔｙ，Ｆｕｚｈｏｕ ３５０１０８） Ａｂｓｔｒａｃｔ Ｉｎ ｔｈｉｓ ｐａｐｅｒ，ｔｈｅ ｎｕｍｅｒｉｃａ１ ａｎａｌｙｓｉｓ ｏｆ ＳＶＰＷＭ ｉｎｖｅｒｔｅｒ ｈａｒｍｏｎｉｃ ｅｆｆｅｃｔ ｉＳ ｍａｉｎｌｙ ｉｎｔｒｏｄｕｃｅｄ．Ｔｈｅ ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｉｏｎ ｏｆ ｔｈｅ ｈａｒｍｏｎｉｃｓ ｉｎ ｔｈｅ ｆｕＵ ｖｏｌｔａｇｅ ｒａｎｇｅ．ｔｈｅ ｎｕｍｅｒｉｃａｌ ｓｉｚｅ ａｎｄ ｔｈｅ ｃｈａｎｇｅ ｔｒｅｎｄ ｏｆ ｔｈｅ ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ｓｙｓｔｅｍ Ｍ ａｒｅ ｄｉｓｃｕｓｓｅｄ ａｎｄ ｃｏｍｐａｒｅｄ ｗｉｔｈ ＳＰＷＭ．Ｔｈｅ ｒｅｓｕｌｔｓ ｓｈｏｗ ｔｈａｔ ＳＶＰＷＭ ｈａｓ ａ ｒｅｌａｔｉｖｅｌｙ ｌａｒｇｅ ｎｕｍｂｅｒ ｏｆ ｈａｒｍｏｎｉｃ ｃｏｍｐｏｎｅｎｔｓ．ａｎｄ ｉｎ ｔｈｅ ｆｕｌｌ ｖｏｌｔａｇｅ ｒａｎｇｅ ａｎｄ ｔｈｅ ｓａｍｅ ＳＰＷＭ ｈａｒｍｏｎｉｃ ｃｏｍｐｏｎｅｎｔｓ ｉｎ ｔｈｅ ｎｕｍｅｒｉｃａｌ ａｎｄ ｃｈａｎｇｉｎｇ ｃｈａｒａｃｔｅｒｉｓｔｉｃｓ ａｒｅ ｄｉｆｆｅｒｅｎｔＵｎｄｅｒ ．ｔｈｅ ｓａｍｅ ｃａｒｒｉｅｒ ｒａｔｉｏ Ｎ ｃｏｎｄｉｔｉｏｎｓ，ｗｈｅｎ ＜０．３５．ＳＶＰＷＭ ｃｕｒｒｅｎｔ ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ ｒａｔｅ刀以）ｖａｌｕｅ ｉＳ ｌａｒｇｅｒ． ａｎｄ ｔｈｅ Ｄ ｏｆ ＳＶＰＷＭ ｉＳ ｌｏｗｅｒ ｔｈａｎ ｔｈａｔ ｏｆ ＳＰＷＭ ｗｈｅｎ ≥０．３５．Ｓｅｔ ｕｐ ｔｈｅ ＴＭ￥３２０Ｆ２８１２ ＤＳＰ ｔｏ ｃｏｎｔｒｏｌ ｔｈｅ ｃｏｒｅ ｏｆ ｔｈｅ ｈａｒｄｗａｒｅ ｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔａｌ ｐｌａｔｆｏｒｍ．ｔｈｅ ｍｅａｓｕｒｅｄ ｒｅｓｕｌｔｓ ｏｆ ＳＶＰＷＭ ｈａｒｍｏｎｉｃｓ ａｒｅ ｉｎ ａｇｒｅｅｍｅｎｔ ｗｉｔｈ ｔｈｅ ｃａｌｃｕｌａｔｅｄ ｖａｌｕｅｓ，ｗｈｉｃｈ ｐｒｏｖｉｄｅｓ ｔｈｅ ｂａｓｉｓ ｆｏｒ ｔｈｅ ｏｂｊｅｃｔｉｖｅ ｅｖａｌｕａｔｉｏｎ ｏｆ ＳＶＰＷＭ ｔｅｃｈｎｉｃａｌ ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ ａｎｄ ｅｌｉｍｉｎａｔｉｏｎ ｏｆ ｈａｒｍｏｎｉｃ ｅｆｆｅｃｔｓ． Ｋｅｙｗｏｒｄｓ：ＳＶＰＷＭ；ｎｕｍｅｒｉｃａｌ ｃａｌｃｕｌａｔｉｏｎ；ｈａｒｍｏｎｉｃ；ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ｉｎｄｅｘ；ｆｕｌｌ ｖｏｌｔａｇｅ 电压空问矢量ＳＶＰＷＭ（Ｓｐａｃｅ Ｖｅｃｔｏｒ ＰＷＭ） ３种不同方案下产生谐波的影响程度，择其优者来 是一种优化的ＰＷＭ方法，其通过三相功率逆变器 的６个功率开关管组成的特定开关状态从而产生脉 宽调制波形。与ＳＰｗＭ（ｓｉｎｕｓｏｉｄ ＰＷＭ）相比较， ＳＶＰＷＭ谐波小，性能优，使得电动机转矩脉动有 所降低，旋转磁场更逼近圆形，较ＳＰＷＭ的直流电 压利用率有所提高，且有利于实现数字化。然而不 阐述谐波。文献［５］则是完全根据Ｓｉｍｕｌｉｎｋ对 ＳＶＰＷＭ谐波进行分析。文献［６—７］模拟ＳＰＷＭ自然 采样法得到ＳＶＰＷＭ的隐含调制波，采用贝塞尔函 数对隐含调制波进行二维傅里叶分解得到谐波表达 式，从表达式分析基波与谐波。上述研究都缺乏实 际的数值分析，难以直观看出谐波的影响程度和变 管什么样的ＰＷＭ控制，都会有谐波的存在，目前 对ＳＶＰＷＭ的谐波分析大多停留在理论上『１ ］。文献 ［１—３］通过变换开关顺序方法来减少偶次谐波，用仿 真证明该方法的有效性。文献［４］通过仿真研究了３ 种主要逼近方法下的ＳＶＰＷＭ谐波分布情况，根据 化特征，因此本文针对ＳＶＰＷＭ逆变器输出电压谐 波展开全电压范围的数值计算与分析，将所得结果 与ＳＰＷＭ进行对比。结论表明，在调制度 ≥０．３５ 的范围，ＳＶＰＷＭ谐波影响程度较ＳＰＷＭ小，但有 影响的谐波次数较ＳＰＷＭ多，电流畸变率ＴＨＤ （ｔｏｔａｌ ６０ ｆ嘲毋｜薯技７Ｉｔ ２ｏ１８年第３期 研究与开发 ｈａｒｍｏｎｉｃ ｃｕｒｒｅｎｔ ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ）值优于ＳＰＷＭ。 １ ＳＶＰＷＭ逆变器谐波分析 如图１所示，通过定子三相电压合成的目标电 腼蕊 ［． ．． ．． ．］ ｏ ０００２ ０００４ ０００６ ｏ００８ ００１０ ００１２ ００１４ ００１６ ００】８ ００２０ 压矢量 。ｆ在平面上的运行轨迹被划分为６个扇区。 假设 。ｒ从基本电压矢量 开始旋转，每隔一个载 波周期 就步进一次，设载波比Ｎ＝２７，那么 。ｆ 步进２７次所用时间就是一个输出电压周期。以第一 扇区为例，假设 。ｆ与 。的夹角为０，根据合成电 誉 旦 ＞锄［【． ． ．．．． ． ．【．．．．． ．．． ．ｌ，．．．．．．．Ｊ ．——，．．．．．．Ｊ ．． —． ．．．．１ ．．． ． ．．．【 ．． ． ． ．，．．Ｊ ．．．．．．．一 ．ｉ．．．．．．．．，］【 ．．．．＿＿Ｊ ０ ０ｏｏ２ ００Ｏ４ ０００６ ００Ｏ８ ００１０ ００１２ ００１４ ００１６ ００１８ ００２０ ２００ 研 丽 压矢量原则得到 ］ 式中，Ｔ１、 分别是在载波周期 中基本电压矢 量 、 各自的作用时间， 是零矢量的作用时间。 解式（１）得到 ２Ｕｒｅｆ Ｔｐｗｍ ｓｉｎ，ｕ如（詈一 ） ２ ２Ｕｒｅｆ －ｓｉｎ ｕＩ（１０ｏ） 图１ 电压空间矢量图 同理可以得出其他扇区基本电压矢量作用的时 间，计算出作用时间后，根据不同扇区开关切换的 顺序就可得到ＳＶＰＷＭ波形。根据式（１）和式（２） 进行Ｍａｔｌａｂ编程得出ＳＶＰＷＭ逆变器输出电压的 ＰＷＭ波，如图２所示，在此取Ｍ－Ｏ．８、Ｎ＝２７，输 出电压频率ｆ－＝５０Ｈｚ，直流母线电为 ＝３１１Ｖ。 当Ⅳ为３的奇数倍时，ＳＶＰｗＭ波既没有１／２ 周期反对称，也不存在１／４周期对称，由文献［９】得 知这与ＳＶＰＷＭ的开关顺序有关，这种固有的开关 顺序导致相电压波形半波不对称，线电压含有偶次 谐波。而偶次谐波作用在输出波形中，使输出波形 畸变更大，造成线电压波形如图２所示的情况。 －２ ｔ／ｓ 图２ ＳＶＰＷＭ逆变器输出电压ＰＷＭ波形 （肘 ０．８，Ｎ＝２７，产５０Ｈｚ） 得到ＰＷＭ波后，将其进行线电压傅里叶分解， 分析谐波的情况，根据傅里叶公式： （ｗｆ）＝．４ｏ＋∑［Ａｋ ｃｏｓ（ｋｗｔ）＋Ｂｋ ｓｉｎ（ｋｗｔ）】 （３） ＝１ Ａｏ＝亍１ ＪＴ 。Ｏ）ｄｔ （４） ２ ＝ Ｊ。Ｔ （ ）ｃ。ｓ（ ） （５） ＝Ｆ２ ｕａｂ（ ｉｎ（ｋｗｆ） （６） ｃ｝：√ ＋ Ｃｋ＝ 《＋Ｂ （７（）７） 式中， 。为直流分量： 为ｋ次谐波正弦分量； 为ｋ次谐波余弦分量； 为ｋ次谐波幅值。ｋ＝ｌ时， Ｃ 是基波幅值。 用Ｍａｔｌａｂ编程计算得到ＳＶＰＷＭ谐波含量如图 ３所示。 图３显示在不同载波比下的ＳＶＰＷＭ谐波含量 情况。计算结果表明，载波比会改变谐波的频率， 不改变谐波的幅值，因此取其他载波比所得结果一 致，在此取Ｎ＝２７。而谐波主要分布在载波比Ⅳ的整 数倍附近，谐波分布较散，其中含有主要谐波次数 为２３、２５、２９、３１、５０、５３、５５、５８。次数在３Ｊｖ 及以上谐波因次数较高，幅值较小，经输出滤波器 及电动机漏感抑制后，在负载端电压相应的畸变系 数还是较小的，故只考虑３Ｎ次以下的谐波情况。 ２０１８年第３期露一一ｌ技谍Ｊ ６１ 研究与开发 （ａ）（Ⅳ＝２Ｏ） （ｂ）（Ⅳ＝２７） 图３ ＳＶＰＷＭ谐波含量 分析各次谐波分量随调制度Ｍ的变化规律，定 义调制度为 ＝ ： （８） √３ 式中，【， 为线电压基波幅值； 为直流母线电压。 在Ｍ∈［０，１．１５４７］这个线性区的全电压范围内， 计算主要谐波在不同 值下的变化情况，如图４ 所示。 图４ ＳＶＰＷＭ电压谐波分量相对值 （幅值／ｕａ ）与Ｍ的关系 图４中， 是ｋ次谐波幅值（下文雷同）。从 图中可以知道，线电压基波与 成线性关系，当 ６２ Ｉ电曩＿Ｉ技水２０１８年第３期 Ｍ＝Ｉ．１５４７时，线电压基波幅值约为直流母线电压大 小，此刻直流母线电压利用率达到最大，此时相电 压的大小为 ／√３，对应图１就是六边形内切圆的 半径。次数最低的２３次谐波幅值随着 的增大而 增大，在 ＝１时，其的相对值约为０．１；２５次、２９ 次谐波幅度上升比２３次大，且２９次谐波幅值略大 于２５次，当 １时，２５次谐波相对值约为０．１６， ２９次约为０．１７１，虽然２３次的次数低，但综合幅值 考虑，在电动机中畸变系数小于２５次、２９次，当 １．１５４７时２３次的畸变系数更小于２５次、２９次， 故ＳＶＰＷＭ影响最大的是Ⅳ４－２次谐波；５３次、５５ 次谐波幅度变化最为突出，幅值先增后减，在 ≈ ０．６１时达到最大值，Ｍ≈１．０３幅度下降开始变大， ≈１．０６之后，幅值就小于．Ⅳ±２次；５０次、５８次 谐波在整个 区间幅值都很小，故即使ＳＶＰＷＭ含 有偶次谐波，幅值也很小，次数又较高，因此对电 动机的影响几乎可以忽略。通过以上分析，当设计 滤波器时，应在０＜ ＜１．１５４７时重点抑制２５次谐 波，其次是２９次谐波，同时应兼顾抑制Ｎ±４，２Ｎ ±１次谐波。 ２ ＳＶＰＷＭ与ＳＰＷＭ谐波对比分析 为了与ＳＶＰＷＭ有个明确的对比，分析ＳＰＷＭ 谐波时取载波比Ｎ＝２７，输出频率为５０Ｈｚ，直流母 线电压 。为３１１Ｖ。首先观察Ｍ＝０．８时ＳＰＷＭ主 要含有的谐波，如图５所示。 （ａ）（Ｎ＝２０） （ｂ）（Ｎ＝２７） 图５ ＳＰＷＭ谐波含量 与ＳＶＰＷＭ类似，ＳＰＷＭ的谐波幅值不受Ⅳ的 影响，故取Ｎ＝２７。ＳＰＷＭ主要有影响的谐波是２５、 ２９、５３、５５次谐波，与ＳＶＰＷＭ相比，ＳＰＷＭ没有 偶次谐波，只含有奇次谐波且不含２３、３１次谐波， 谐波含量较为集中。 根据图５得出的结论，对ＳＰＷＭ谐波进行傅里 叶分解得到图６。 图６ ＳＰＷＭ电压谐波分量相对值 （幅值／Ｕａ ）与 的关系 可知线电压基波在全电压范围内与 成线性关 系，当Ｍ＝Ｉ时，线电压幅值达到最大，直流母线电 压利用率约为０．８６６。因此，ＳＶＰＷＭ较ＳＰＷＭ对 直流电压利用率提高了１５．４７％。先分析影响最大的 ２５次、２９次谐波，其变化趋势与ＳＶＰＷＭ相同，但 在全电压范围内，其幅值恒大于ＳＶＰＷＭ的２５次、 ２９次谐波，在Ｍ＝Ｉ时，ＳＰＷＭ的２５次、２９次谐波 相对值分别为０．２６３、０．２９，比ＳＶＰＷＭ同次谐波幅 值大６４％和７０％。虽然ＳＶＰＷＭ谐波次数较多，但 大部分都在高频段，而对电机有着重大影响的低次 谐波在ＳＰＷＭ中更占有份量，因此这是ＳＶＰＷＭ技 术优于ＳＰＷＭ技术的一个主要原因。５３次、５５次 谐波幅值在』 ０．１１之后就小于ＳＶＰＷＭ幅值，故 在全电压范围内，两种ＰＷＭ同次谐波分量在数值 及变化特征方面均有不同，要直观判断谐波的影响 程度并不取决于各次谐波分量的大小，而是从谐波 的总影响出发，用到的方法就是对所有谐波求电压 和电流的畸变率ＵＴＨＤ（ｔｏｔａｌ ｈａｒｍｏｎｉｃ ｖｏｌｔａｇｅ ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ）、／ＹＨＤ，其公式分别如下＿ｌ ０Ｊ： ～ ｉＵ、 （９） ＝ （ｕ，－ｆ （１０） …，．．式中， 为线电压基波幅值； 为ｋ次谐波电压 幅值。 根据式（９）和式（１０）得到两种ＰＷＭ的电压 研究与开发 与电流畸变率随 的变化曲线，如图７所示（谐波 次数计算到２００次）。 （ａ）（Ｎ＝２７） ０２６ ０２４ ０２２ ０２０ ０１８ ０１６ Ｏ１４ Ｏ１２ （ｂ）（Ｎ＝３３） 图７ ＳＶＰＷＭ与ＳＰＷＭ的ＵＴＨＤ，ＩＴＨＤ对比图 图中ＳＰＷＭ的 的范围是（０，１）。数据显示， 在不同载波比条件下， 变化过程中ＳＶＰＷＭ的 ＨＤ 值与ＳＰＷＭ非常接近（省略Ｎ＝３３时的 ＨＤ图）， 因此，这两种ＰＷＭ输出电压的实际波形与各自基 波正弦分量的差异程度是差不多的。而，Ｔ 。值变化 不同，当Ｎ＝２７及Ⅳ＿＿３３时，当 ≥０．３５时，ＳＶＰＷＭ 的，ＴＨＤ值小于ＳＰＷＭ，而 ＜０．３５时，则情况相反。 故ＳＶＰＷＭ技术优势是体现在 ≥０．３５之后。 上述所有计算都是用Ｍａｔｌａｂ编程得出的结果， 程序流程图如图８所示。 ３ 实验验证 为了验证ＳＶＰＷＭ技术的有效性，搭建了以 ＴＭＳ３２０Ｆ２８１２为控制核心的三相电压型逆变器系 统，并编写硬件控制程序。其中载波频率为２８５０Ｈｚ， 死区时间为３．２ｕｓ，直流母线电压为３１１Ｖ。实验值 与Ｍａｔｌａｂ计算值见表１。 ２０１８年第３期电一＿｜麓琳Ｉ ６３ 研究与开发 图８ Ｍａｔｌａｂ程序流程图 表１ 线电压基波与谐波幅值（Ｍ＝Ｏ．８１３，Ｎ＝５７） 谐波次数 实验值 计算值 谐波次数 实验值 计算值 ｌ ２１９．８ ２１８．８７ ３５ ０．４６ ０．２８ ５ ０．３４ ０．０５ ３７ Ｏ ３１ ０ ３１ ７ Ｏ．２ｌ Ｏ．Ｏ２ ４ｌ Ｏ－３ｌ ０．６５ １１ ０．４８ Ｏ．０３ ４３ ０．７９ ０．７２ １３ Ｏｌ３６ Ｏ．Ｏ１ ４７ ２．Ｏ３ ２．０４ ｌ７ ０．４８ ０．０４ ４９ ２．６８ ２．４７ １９ ０．３ Ｏ．０３ ５３ ２３．２８ ２４．４３ ２３ Ｏ．３ ０．０７ ５５ ３７．９４ ３５．５６ ２５ ０．１８ ０．０７ ５９ ３５．３９ ３７．５４ ２９ ０．１８ ０．１４ ６１ ２８．６４ ２７＿２７ ３１ Ｏ．２４ Ｏ．１ ５ ｌ１０ ２．６３ ４．０６ 表１为线电压各次谐波和基波的实验值与计算 值，主要计算了一倍的载波比附近及以下次谐波和 ２Ⅳ＿４次谐波的值，其中基波，５３次、５５次、５９次、 ６１次、１１０次谐波的计算值与实验值都比较接近， 但有些误差，原因是Ｍａｔｌａｂ编程计算为理想情况， 不含有死区时问，且直流电压是不波动的恒定值等 一些因素。 为能有个清晰的波形对比图，取Ｎ＝Ｉ５时的实 验图与计算图，输出频率ｆ：２５０Ｈｚ，所得结果如图 ｌ６４ ｆ电 技戒２０１８年第３期 ９所示。从图９可以看出，实验图与计算图完全吻 合，证实了该谐波分析方法的正确性。 勤作 匾圈 格式 圆 圈於 存圃像 送挥 省料爽 信者荐 ＴＥＫ００００．ＪＰ０ ０．００Ｖ ＣＨ１垂直位移０ ０ｑ格（＿８ｌ００Ｖ） 图９ ＳＶＰＷＭ实验图与计算图对比 ４ 结论 １）ＳＶＰＷＭ技术因其固有的属性，线电压含有 偶次谐波，但偶次谐波次数较高，幅值较小，因此 对电机造成的影响很小。 ２）ＳＶＰＷＭ的谐波分布较ＳＰＷＭ丰富，但是 ＳＶＰＷＭ影响最大的Ⅳ±２等次明显低于ＳＰＷＭ的 同次谐波，这是ＳＶＰＷＭ总体谐波影响低于ＳＰＷＭ 的主因。 ３）ＳＶＰＷＭ与ＳＰｗＭ的ＴＨＤ 值在相同载波比 条件下具有明确对比关系，即Ｍ≥０．３５时ＳＶＰＷＭ 的ＴＨＤ 值小于ＳＰＷＭ，其优势随着 增大而扩大； 而在 ＜０．３５时，ＳＶＰＷＭ的ＴＨＤ 值大于ＳＰＷＭ。 因此，ＳＶＰＷＭ能在更大的 区间体现出优势。 ４）通过实验测出的ＳＶＰＷＭ逆变器输出电压基 波与各次谐波值与Ｍａｔｌａｂ计算值进行比较，二者吻 合良好，证实了ＳＶＰＷＭ谐波数值分析方法的正确性。 参考文献 【１］ 张广军，舒欣梅，谭世兵．ＳＶＰＷＭ算法中消除偶次 谐波的优化及仿真［Ｊ］．西华大学学报（自然科学版）， ２０１ １，３０（５）：６９—７２． ［２】张健，郑宏，陈灵奎，等．消除偶次谐波的三电平 ＳＶＰＷＭ调制方法及其实现［Ｊ］．电测与仪表，２００９， ４６（１ １１：６８·７２． （Ｆ转第６９页） 研究与开发 可以看出，５个方案的恒转矩区间是相同的， 转子表面结构的改变并不会显著改变恒转矩区间， 但是对弱磁区间的影响比较明显，随着相邻磁极之 机的发展分析［Ｊ］．微电机，２０１０，４３（６）：７８—８１． ［２］朱永彬，林珍．电动汽车用永磁同步电动机弱磁研 究综述［Ｊ］．电气技术，２０１５，１６（１０）：１－７，６７． ［３］ 王秀和．永磁电机［Ｍ］．北京：中国电力出版社， ２００７． 问转子表面结构凹陷的程度增加，内置式永磁电动 机的弱磁区间也随之增加【１…。 ［４】王艾萌．新能源汽车新型电机的设计及弱磁控制 ４ 结论 本文主要从电动机本体设计的角度提升电动汽 车用ＰＭＳＭ的弱磁性能。通过对ＩＰＭＳＭ电磁转矩 表达式的推导，可知ＩＰＭＳＭ的弱磁性能与电动机 本身的交直轴电感有关。通过对Ａ相自感参数计算 公式的推导，得出改变电动机定转子问的气隙可以 改变电感。通过对不同转子面的ＩＰＭＳＭ建模仿真， 仿真的结果对上述理论进行验证。得到如下结论： １）非均匀气隙结构通过改变ＩＰＭＳＭ的气隙磁 ［Ｍ】．北京：机械工业出版社，２０１４． 【５］ 王聪，关新，谭骏，等．永磁同步电机弱磁性能参数 的有限元分析［Ｊ］＿电气技术，２０１５，ｌ６（７）：１６—１９，２６． ［６］ 冯桂宏，李庆旭，张炳义，等．电动汽车用永磁电机 弱磁调速能力［Ｊ］．电机与控制学报，２０１４，１８（８）： ５５－６１，６６． ［７］ 陈阳生，林友仰．永磁电机气隙磁密的分析计算【Ｊ］． 中国电机工程学报，１９９４（５）：１７－２６． ［８］赵振卫，王秀和，王旭国．永磁直流电机计算极弧 系数的确定［Ｊ］．山东工业大学学报，２０００，３０（６）： ５４０．５４６． 密，改变了电动机的计算极弧系数。 ２）非均匀气隙结构可以改变电动机的电感参 数，且有效气隙长度与各相电感自感参数成反比。 ［９］符荣，窦满峰．电动汽车驱动用内置式永磁同步电 机直交轴电感参数计算与实验研究［Ｊ］．电工技术学 报，２０１４，２９（１ １）：３０．３７． ３）对ＩＰＭＳＭ的转子结构进行优化，导致交直 轴电感发生了变化，永磁电动机磁阻转矩的存在， ［１０］李立毅，于吉坤，曹继伟，等．新型定子结构永磁同 步电机弱磁调速性能分析［Ｊ］．电工技术学报，２０１５， ３０（１４１：８６—９３． 收稿日期：２０１７－０９．０８ 作者简介 使电动机的弱磁性能与交直轴电感有关。从仿真结 果可以看出，提升电动机的凸极率Ｐ可以有效地提 高电动机的弱磁性能。 参考文献 ［１］彭海涛，何志伟，余海阔．电动汽车用永磁同步电 林传霖（１９９０一），男，福建省福州市人，硕士研究生，主要从事新 型电动机理论控制与控制技术的研究工作。 （上接第６４贝） 电压谐波的分析方法［Ｊ］．电力电子技术，２００９， ４３（１２）：３７—３９． ［８］ 任志斌．电动机的ＤＳＰ控制技术与实践［Ｍ］．北京： 中国电力出版社，２０１２． ［９】 赵争鸣，袁立强．电力电子与电机系统集成分析基 础【Ｍ］．北京：机械工业出版社，２００９． ［３］赵紫龙，周敏，瞿兴鸿，等．基于改进空间矢量脉宽 调制的电压源型换流器偶次谐波抑制［Ｊ］．电力系统 自动化，２０１３，３７（８）：１１２－１１６，１２２． ［４］梅从立，刘国海，廖志凌．空间矢量ＰＷＭ谐波分析 及其对电机转矩的影响［Ｊ］．微特电机，２００４，３２（７）： １６．１９． ［１０］王榕生．优化的准正弦平顶调制波ＰＷＭ过调制新 技术［Ｊ］．电机与控制学报，２０１４，１８（６）：９－１４． ［５］康现伟，于克训，刘志华．空间矢量脉宽调制仿真 及其谐波分析［Ｊ］．电气传动自动化，２００５，２７（１）： １１－１３，２２． 收稿日期：２０１７－０９—１０ ［６】 孙孝峰，王立乔．三相变流器调制与控制技术［Ｍ］． 北京：国防工业出版社，２０１０． ［７］周熙炜，段晨东，刘卫国．一种ＳＶＰＷＭ逆变器输出 作者简介 陈招兵（１９９０．），男，江西省上饶市万年县人，硕士，研究方向为 新型电机理论与控制技术。 ２０１８年第３期晦囊一ｌ获柬ｌ ６９
