射频功率放大器的线性化技术研究

射频功率放大器的线性化技术研究

姓名：姚恺申请学位级别：硕士专业：电磁场与微波技术指导教师：王敏锡

20060401

西南交通大学硕士研究生学位论文第１页摘要随着第三代移动通信系统的快速发展和线性调制技术的广泛应用，发射机对射频功率放大器的线性度提出了更高的要求。由于这些线性调制技术具有非恒定包络的特点，当调制信号通过射频功率放大器后将产生互调信号失真，而这种互调产物无法用滤波去除。另外，射频功率放大器是发射机中耗电最大的器件，因此。应尽可能让射频功率放大器工作在电源效率相对较高的区域，即接近射频功率放大器的饱和区域。然而，这一区域正是虽易于产生非线性失真的区域。因此，为了满足发射线性度和电源效率，发展了许多线性化技术。本论文在概述了功率放大器的特点和分类以及对非线性失真的描述后。对各种线性化技术进行了总结和比较。其中，由于预失真法结构简单、成本低和线性化好，本论文根据预失真法的基本原理，设计了一个基于低频偶次项互调产物的射频预失真器。该预失真器利用二阶互调分量分别产生三阶和五阶互调失真，以双平衡二极管混频器作为互调失真发生器，并通过分别控制三阶和五阶互调分量的幅度和相位，可得到更准确的线性补偿。在预失真器的仿真电路中，输入１．９５ＧＨｚ，带宽８ＭＨｚ的双音信号，从仿真结果中可看到，三阶互调和五阶互调分别改善了２０ｄＢ和ｌ８ｄＢ。关键词：射频功率放大器：线性化；预失真：互调失真西南交通大学硕士研究生学位论文第｜｜页ＡｂｓｔｒａｃｔＴｈｅｉｍｐｏｎａｎｃｅｏｆＲＦａｍｐｌｉｆｉｅｒｓｌｉｎｅａｒｉｚａｔｉｏｎｈａｓｂｅｅｎｅｍｐｈ觞ｉｚｅｄｗｉｔｌｌｔＩｌｅｒａｐｉｄｄｅＶｅｌＯｐｍｅｎｔｏｆｔｌｌｅｔｈｉｒｄｇｅｎｅｒａｔｉｏｎｍｏｂｉｌｅｃＯｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓｙｓｔｅｍｓａｎｄｔｈｅｗｉｄｅｕｓｅｎｅｓｓｏｆｌｉｎｅａｒｍｏｄｕｌａｔｉｏｎｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ．ＭｏｄｕＩａｔｅｄｓｉｇｎａｌｓｃａｎｎｏｔｗｉｔｈｖａｒｙｉｎｇｅｎｖｅｌｏｐｗｉｎｇｅｎｅｒａｔｅｉｎｔｅｒｍｏｄｕｌａｔｉｏｎｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎｗｈｉｃｈｂｅｅｌｉｍｉｎａｔｅｄｂｙｉｓ觚ｅｒｗｈｅｎｔｈｏｓｅｓｉｇｎａｌｐａｓｓｔｈｅＲＦｐｏｗｅｒａｍｐｌｉｆｉｅｒｓ．ｎＩｅａｐｏｗｃｒ锄ｐｌｉｆｉｅｒｋｎｏｗｎｔｏｂｅｔｈｅｍｏｓｔｐｏｗｅｒｃｏｎｓｕｉｎｇｃｏｍｐｏｎｅｎｔｉｎｔ舢ｓｍｉｔｔｅｒ，ｈｅｎｃｅａｒｅｉｔｉｓｄｅｓｉｒａｂｌｅｓａｔｌｌｒａｔｉｏｎｔｏｏｐｅ“ｌｔｅｔｈｅｐｏｗｅｒａｍｐｌｉｆｉｅｒａｔａｓｅｍｃｉｅｎｔａｓｐｏｓｓｉｂｌｅ，ｉ．ｅ．，ｎｅａｒｔｈｅｍｏｓｔｒｃｇｉｏｎ、他ｉｃｈｉｓｔｈｅＯｐｅｒａｔｉｎｇｒｅｇｉｏｎｔｈａｔｔｈｅｓｉｇｎａｌｓｓｕｓｃｅｐｔｉｂｌｅｔｏｎｏｎｌｉｎｅａｒｔｏｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ．ＭａｎｙＩｉｎｅａｒｉｚａｔｉｏｎｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓｈａＶｅｄｅＶｅｌｏｐｅｄｍｅｅｔｔｒａｎｓｍｉｔｔｅｒｌｉ９ｅａｒｉｔｙｒｅｑｕｉｒｅｍｅｎｔａｌｌｄｐｏｗｅｒＳｅｖｅｒａｌｌｉｎｅａｒｉｚａｔｉｏｎｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓａｒｅｅｍｃｉｅｎｃｙ．ａｎｄｄｅｓｃｒｉｐｔｉｏｎｏｆｎｏｎｌｉｎｅａｒａｓｕｍｍａｒｉｚｅｄａｌｌｄｃｏｍｐａｒｅｄａｆｔｅｒｔｈｅｃｈａｒａｃｔｅｒｉｓｔｉｃｓａｎｄｃｌａｓｓｅｓｏｆｐｏｗｅｒ锄ｐｌｉｆｉｅｒｓｐａｐｅｒｐｒｏｐｏｓｅｓｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎａｒｅｐｒｅｓｅｎｔｅｄ．ＴｈｉｓＲＦｐｒｅｄｉｓｔｏｒｔｅｒｔｏｂａｓｅｄｏｎｌｏｗ－矗ｅｑｕｅｎｃｙｅＶｅｎ·ｏｒｄｅｒｉｎｔｅｒｍｏｄｕｌａｔｉｏｎｃｏｍｐｏｎｅｎｔｓｄｕｅｃｏｓｔｔｈｅｓｉｍｐｌｉｃｉｔｙ，１０ｗａｎｄｍｏｄｅｒａｔｅｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎｉｍｐｒｏＶｅｍｅｎｔＯｆｐｒｅｄｉｓｔｏｎｉＯｎｌｉｎｅａｒｉｚａｔｉｏｎ．Ｔｈｅｃａｎｔｈｉｒｄ—ｏｒｄｅｒ（ＩＭ３）ａｎｄｆｉｎｈ．ｏｒｄｅｒ（ＩＭ５）ｉｎｔｅｒｍｏｄｕｌａｔｉｏｎｄｉｓｔｏｒｔｅｄｐｒｏｄｕｃｔｓｇｅｎｅｒａｔｅｄｂｅｂｙｕｓｉｎｇｓｅｃｏｎｄ－ｏｒｄｅｒａｒｅｉｎｔｅｒｍｏｄｕｌａｔｉｏｎａｓｃＤｍｐｏｎｅｎｔｓ．Ｔ、ｖ０ｄｏｕｂｌｅ－ｂａＩａｎｏｅｄｄｉｏｄｅｍｉｘｅｒｓｇｅｎｅｒａｔｏｒｓ．Ｐｏｗｅｒｉｍｐｌｅｍｅｎｔｅｄｈａｓｉｎｔｅｒｍｏｄｕｌａｔｉｏｎｐｒｏｄｕｃｔｓ’ｂｙｉｎｄｅｐｅｎｄｅｎｔｌｙ锄ｐｌｉｆｉｅｒｌｉｎｅａｒｉｔｙｂｅｅｎａｎｄｉｍｐｒｏｖｅｄｃｏｎｔｒｏｌｌｉｎｇｔｈｅａｍｐｌｉｔｕｄｅｓａｎｄｐｈａｓｅｓｏｆＩＭ３ＩＭ５．ＳｉｍｕｌａｔｉｏｎｒｅｓｕＩｔｓｓｈｏｗａｒｃ（ｈａｔＩＭ３ｒｅｄｕｃｔｉｏｎｏｆ２０ｄＢａＩｌｄＩＭ５ｒｅｄｕｃｔｉｏｎｏｆ１８ｄＢａｔ１．９５ＧＨｚ．ａｃｈｉｅｖｅｄｒｅｓｐｅｃｔｉｖｅｌｙＫｅｙＷｏｒｄｓ：ＲａｄｉｏＦｒｅｑｕｅｎｃｙＰｏｗｅｒＡｍｐｌｉｆｃｒ；Ｐｒｅｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ；Ｌｉｎｅａｒｉｚｔｉｏｎ；Ｉｎｔｅｒｍｏｄｕｌａｔｉｏｎｄｉｓｔｏｎｉｏｎ西南交通大学硕士研究生学位论文第１页第１章绪论１．１论文研究的目的和意义移动通信系统在经历了第一代的模拟蜂窝系统、第二代的基于ＴＤＭＡ和窄带ＣＤＭＡ基础的数字蜂窝系统，目前已发展到第三代移动通信系统。例如：ＣＤＭＡ２０００、ＷＣＤＭＡ和ＴＤ．ＳＣＤＭＡ。这些通信系统旨在为用户提供高速、大容量和多种服务。随着无线用户的飞速发展和宽带通信业务的开展，通信频段变得越来越拥挤，为了在有限的频谱范围内容纳更多的通信信道，要求采用频谱利用率更高的传输技术，因此线性调制技术如ＱＡＭＡｍｐｌｉｔｕｄｅ（ＱｕａｄｒａｔｕｒｅＭｏｄｕｌａｔｉｏｎ）、ＱＰＳＫ（ＱｕａｄｒａｔｕｒｅＰｈａｓｅＳｈｉｆｔＫｅｙｉｎｇ）等在现代无线通信系统中被广泛采用。由于这些线性调制技术具有非恒定包络、宽频带和较高的峰平比等诸多特点，当调制信号通过功率放大器后将产生互调信号失真。互调失真对邻接信道产生不同程度的干扰，而这种互调产物无法用滤波去除，因此第三代移动通信系统对射频功率放大器的线性度提出了更高的要求，射频功率放大器的线性校正成为整个系统工作性能的关键技术之一。传统的减小射频功率放大器的非线性的方法是功率回退法，然而，工作点的回退降低了放大器的电源效率并导致很高的热耗散。在移动通信系统中，移动站的电源是有限的，所以发射机的工作效率是保证移动站有最大工作时间的关键。众所周知，功率放大器是发射机中耗电最大的器件，因此，应尽可能的让功率放大器工作在电源效率相对较高的区域，即接近功率放大器的饱和区域。然而，这～区域正是最易于产生非线性失真的区域，因此，为了同时满足发射线性度和电源效率，发展了许多补偿射频功率放大器非线性失真的线性化技术。目前，射频功率放大器的线性化技术已成为一个广泛而活跃的研究领域。１．２国内外研究现状和发展趋势为了满足这种对射频功率放大器线性化的高度要求，线性化技术在国内外得到广泛的关注并在手机、基站和卫星通信等应用领域进行了深入的研究，西南交通大学硕士研究生学位论文第２页发展出了几种主要的线性化技术，包括：前馈法、反馈法和预失真法。前馈法的基本原理是用两个环路分别对消掉载波信号和失真信号来实现线性化。由于在第一个环路中提取出来的失真部分都是需要线性化的放大器自身的产物，所以用这些产物来和放大器的输出端的失真成分对消，效果非常好。前馈法具有超线性化、频带宽的特点，但它的设备价格昂贵，需要辅助的误差放大器和复杂的控制电路，并且体积庞大。前馈系统不仅要求幅度匹配，而且还需要两条平行通路上的相位和延迟匹配。在上个世纪二十年代，在贝尔实验室工作的美国人Ｈａｒ０１ｄ．Ｓ．Ｂｌａｃｋ发明了反馈的电路形式，并且应用于放大器，这种反馈的电路形式在后来的电路设计中成为了一种非常基础的实用电路。反馈型功放的线性是以牺牲其增益得到的，且存在不稳定和频带窄的缺点。预失真线性化法就是在功放前加入预失真器使输入功放的非线性特性与功放的非线性特性正好相反，抵消放大器的非线性，使放大器呈线性特性。预失真法由于结构简单、成本底、线性化好、对输出功率影响小而被广泛采用。根据预失真器在发射机中的位置，可以分为射频预失真技术、中频预失真技术和基带预失真技术。根据预失真器处理信号的形式。可以分为模拟预失真技术和数字预失真技术。线性化技术发展到现在，逐渐出现了各种线性化技术逐步融合的趋势。例如前馈技术的载波消除环中就经常用到预失真技术，而预失真技术中也加入了反馈的思想。除了各种线性化技术之间相互融合借鉴，线性化技术和数字信号处理技术的结合也越来越紧密，特别是随着高速度ＤｓＰ技术的发展，自适应的思想逐渐被引入到线性化技术中，相应的出现了自适应前馈技术、自适应预失真技术等等．这些技术的融入，使得线性功放的线性度得到了极大的提升。１．３本文内容安排第一章简述了本论文研究的目的和意义，概述了国内外研究现状和发展趋势．说明了发展射频功率放大器线性化技术的重要性。第二章介绍了发射机的工作原理和射频功率放大器的特点以及主要的工作性能指标，并概述了功率放大器的几种工作状态。第三章给出了非线性失真的描述，介绍了几种描述非线性失真的指标以及射频功率放大器的非线性失真模型。最后总结比较了目前常见的几种线性西南交通大学硕士研究生学位论文化技术。第３页第四章根据预失真法的基本原理，设计了一个基于低频偶次项产物的射频预失真器。该预失真器利用二阶互调分量分别产生三阶和五阶互调失真，并通过分别控制三阶和五阶互调分量的幅度和相位，得到更准确的线性补偿。论文详细分析了各部分电路的设计原理和过程。从仿真结果中可看到，三阶互调和五阶互调得到了明显的改善，较好的实现了预期设计目标。西南交通大学硕士研究生学位论文第４页第２章射频功率放大器和发射机２．１无线通信发射机概述在无线通信系统中，发射机是重要的子系统。无论是话音、图像还是数据信号，要利用电磁波传送到远端，都必须使用发射机。发射机完成的主要功能是调制、上变频、功率放大和滤波。发射机射频部分的任务是完成基带信号对载波的调制，将其变为通带信号并搬移到所需的频段上且有足够的功率发射。发射机发射的信号是处于某一信道内的高频大功率信号，应尽量减少它对其他相邻信道的干扰。发射机的组成方案大致可以分成两种：一是将调制和上变频合二为一，在一个电路里完成，这称为直接变换法，如图２—１所示。二是将调制和上变频分开，先在较低的中频上进行调制，然后将已调信号上变频搬移到发射的载频上，这称为两步法。如图２—２所示。直接变换法虽然简单，但它有明显的缺点，由于发射信号是以本振频率为中心的通带信号，经功率放大和发射后的强信号会泄漏或反射回来影响本振，牵引本振频率。特别是在为了节省能源，需要频繁的接通断开功率放大器时，产生的干扰更大，本振频率不稳，则直接影响发射机的各项性能指标。两步法发射机的构成方案与一般调频的模拟微波机相似，只要更换调制、解调单元，就可吼利用现有的模拟微波信道传输数字信息。因此，在多信道传输时，这种方案容易实现数字／模拟系统的兼容，具有较好的通用性。图２一ｌ直接变换发射机图２—２两步变换发射机发射机的特性与使用场合有关。远距离系统中，大功率低噪声是首要指发射机的特性与使用场合有关。远距离系统中，大功率低噪声是首要指西南交通大学硕士研究生学位论文第５页标。空间和电池供电系统中，效率必须要高。通信系统中，要求低噪声和高稳定性。发射机的主要性能指标包括：工作频段、输出功率、频率稳定度、交调失真、电源频率、谐波抑制度和通频带宽带等【３１。２．２射频功率放大器２．２．１功率放大器的特点射频功率放大器用于发射机的末机，它将已调制的频带信号放大到所需要的功率值，送到天线中发射，保证在一定区域中的接受机可以收到满意的信号电平，并且不干扰相邻信道的通信。功率放大器总是在大信号状态下工作，因此，不论是器件结构和电路设计都与小信号放大器不同。为了能承受大信号激励和输出一定的微波功率，微波晶体管交指型结构的指条数目从低噪声管的３～５条增加到１０～２０条。为了承受大功率，要求有良好的散热效果，双极型微波功率晶体管总是用硅材料制造（其导热率比锗高许多倍），而场效应微波功率晶体管趋向于用金属一半导体场效应晶体管（ＭＥｓＦＥＴ），并且管壳都采用大面积接地板结构。功率放大器为了减少大电流引入的损耗，常用单管放大，而且功率放大器常用共射（共源）组态，因为它有较高的增益。共基组态由于它的输入电流与输出电流大小相同，引入了较大的损耗。２．２．２功率放大器的主要性能指标１．工作频带工作频带指放大器的输出功率的波动或增益不平坦度在一定范围内时，放大器所对应的工作频率宽度。２．增益增益是标称输出功率和输入功率之比。３．输出功率如图２－３所示的是功率放大器输出功率与输入功率的关系。由图可见，在小信号区，功率增益基本不变，这时功率增益与输入功率大小无关。但随着信号加大，功率增益便下降。通常把增益下降ｌｄＢ的点称为ｌｄＢ增益压缩点，把该点对应的输出功率称为１ｄＢ增益压缩点输出功率。当输入功率超过１ｄＢ点以后，放大器很快进入饱和区工作，此时所对应的输出功率便是饱和输出功率。西南交通大学硕士研究生学位论文第６页ＰＰｉｎ图２．３功率放大器输入输出功率的关系４．效率功率放大器的效率有两种定义方法。一种称为集电极效率仇，它是输出功率‰与电源供给功率圪之比，即仇＝二署ｒ出（２－１）这种定义没有考虑放大器的功率增益。另一种称为功率增加效率ＰＡＥ（ｐｏｗｅｒ．ａｄｄｅｄｅｆ！ｆｉｃｉｅｎｃｙ），它是输出功率只。与输入功率己的差与电源供给匕之比脚＝警－（１一拉匕、Ｇ，…（２－ｚ）功率增加效率ＰＡＥ的定义中包含了功率增益的因素，当有比较大的功率增益时，只。》圪，此时有仉“削Ｅ。５．三阶互调系数三阶互调系数反映功率放大器的非线性。在两个正弦信号』与正激励下，由于非线性，功率放大器将产生一些新的频率分量。三阶互调系数就是Ｍ一五或２五一Ｚ频率信号的幅度与基波Ｚ或五的信号幅度之比值。６．杂散输出与噪音收发信机的接收和发射设备一般都是通过天线双工器共用一付天线的。如果收和发采用不同频带的工作方式，那么发射机功率放大器频带外的杂散西南交通大学硕士研究生学位论文第８页择选般一，率功大最出输，管体晶用利地度限大最了为ａ‰点作工态二二率Ｔ功类Ａ。源流电的控受为效等管体晶，中器大放率功类Ａ在。流电极漏和二放大器最大输出信号电流幅度为妄如。。，最大输出电压幅度为‰，最大集电极效率为仉一：：；一＿＿＿ｉｉｉ至至至｜三｜三；｜｜｜｜至ｉ｜｜亭享ｊ彳｜｜璺零０≥主鬟掌０■ｊ＝＝＝一茎亍ｉ；ｊ薯ｊｊ至三蒌萋薹零｝·ｉ；ｉ；ｉ；ｊｉ耋■ｏｏｏ＿＿＿＿一■＿＿＿◆０００一ｊｊ：｛主ｉ彳？≥ｉｆ≥量≥薹曩ｊ别凌～蠼派与噬崩◇哺世垅，噬嶙葛离Ⅷ攘鬣嚣呸拳鱼莹黔藓暨鸯卦酾二卵嘣够节董盟磊侧彀ｊ灌鬻心沥强喜髭吲；龟唧一霪＃矿ｉ信号的幅度４较般可以忽略。射频放大器一般都是一波谐次高的出输以所，小也”４，时小一，远较波基离于由波谐些这，器大放带频大放对波谐此因，除滤以可都般器的影响不是太大。３．１．３互调失真如果加在非信扰干个多或个一有伴时同还外号信用有除端入输件器性线两个信号ｘ＝４ｃｏｓ州＋４和ｇ为包含ｐ（ｑｇ和ｑｐ波谐了除，知可）１一３（式入代，ｆ吐ｓｏｃ。】如，由一次【【量分的率频合组多很生产会还，外量分的数整正的零’基的屿和ｑ的生产项方次三和项方’量’为分波ｆ（ｑｓｏｃ３—３））２４４ｑ詈＋３４ｑ｛＋４“·Ｈｑｓｏ’ｃ）２４４３‘口詈‘｜＋３４ｑ｛＋４ｑ（’‘西南交通大学硕士研究生学；ｌ骗羹羹薹霎震鬻萋蕈囊蒌鬻夔冀羹囊鎏羹鬟篓蓁薹囊，；蠡ｌ萋｜攀錾耋萋蠢功率放大器的分类簦捅凰鼎匍制荔飘≯钯ｊ衙觚釉磁鞭泊荆｛ｉ靛一ｉ卜ｉ蠢蠢ｌ霞刚！§薹ｉ矗ｉ；；掣心；封；羹淑ｉ射瓤断；；蹇９灌溆是强磊；墨罨鋈聒篙结攫浠磕缮熙登薰丰矗叠§大器分成Ａ、Ｂ、ｃ、Ｄ、Ｅ、Ｆ类。归纳这些分类原则，大致可以分为两种：希张，簧释对梧翟和斩黪，响ｉ耋；÷ｉ。妻ｌ喜ｉｌｉｌ：牌竖ｉ‘≤萋娄二萋ｉ≥ｌ鎏～蓁羹一种是按照晶体管的导通情况分，另一种是按晶体管的等效电路分ｆ１３】。荔矍霎。．３按照信号一周期内晶体管的导通情况，即按导通角大小，功率放大器可分为Ａ、Ｂ、Ｃ三类。在信号的一周期内管子均导通，导通角臼＝１８０。（在信号周期一周内，导通角度的一半定义为导通角口），称为Ａ类。一周期内只有一半导通的称为Ｂ类，即日＝９０。。导通时间小于一半周期的称为ｃ类，此时口＜９０‘。如果按照晶体管的等效电路分，则Ａ、Ｂ、ｃ属于一大类，它们的特点是：输入均为正弦波，晶体管都等效为一个受控电流源。而Ｄ、Ｅ、Ｆ属于另一类功放，它们的特点是，输入是矩形波，晶体管被等效为受输入信号控制的开关，它们的导通角都近似为９０。，都是属于高效率的非线性功率放大器。下面对移动通信中常用的几功率放大器的最重要的指标时输出功率和效率。由此出发，可将功率放西南交通大学硕士研究生学位论文第１２页翌学ｃｏｓ（２ｑ刮ｒ＋兰学ｃｏｓ（２ｑ嘲ｒ和翌竽ｃｏｓ（２哆刮ｒ＋半ｃｏｓ（２吐Ⅷｒ窘童Ａ暑《ｏ一．爿（３＿５）遥亳§乓Ｆ扩百歹富Ｆ真｛裹要悯．具壹图３．３双音信号的输出频谱当两个频率十分接近的信号输入放大器时，由器件非线性产生的如式（３＿３）、（３—４）和（３．５）所示的许多组合频率分量中，有可能在放大器频带内的频率分量除了基波外，还可能有组合频率２峨一ｑ和２∞一鹞，因为它们比较靠近基波分量，如图３．３所示。这些组合频率是由非线性器件的三次方项产生的，并且对有用信号形成干扰。这种干扰并不是由两输入信号的谐波产生的，而是由这两个输入信号的相互调制（相乘）引起的，所以称为互调失真。由非线性器件的三次方项引起的互调称为三阶互调（２鹞一ｑ和２∞一鹞），由五次方项引起的称为五阶互调（３毡～２ｑ和３ｑ一２ｑ）。可以在下面两个指标中选一个来衡量放大器的互调失真程度。一是互调系数，三阶互调系数删３的定义为删’３一般为负值，其绝对值越大，说明放大器的线性度越好。二是三阶互调截点上Ｐ３，定义为三阶互调功率达到和基波功率相等的点，此点所对应的输入功率表示为ｚ驴３。Ⅲｓ划ｂｇ瓣招３．２非线性失真模型功率放大器总是应用在大信号状态，此时非线性非常严重。在放大器模型的基础上，对放大器非线性的分析在工程设计中非常重要。基于器件的物西南交通大学硕士研究生学位论文理特性建立功率晶体管的非线性模型已成为这一领域的前沿课题。第１３页根据器件的特性，可分为无记忆器件和有记忆器件。若射频功率放大器是无记忆器件，其非线性失真主要考虑振幅．振幅（ＡＭ．ＡＭ）变换失真和振幅．相位（ＡＭ．ＰＭ）变换失真。弱非线性可用泰勒级数模型来描述和分析。无记忆器件假设无法描述系统的频率相关特性。当工作带宽远小于器件的带宽时，频率相关特性往往可以忽略，则无记忆假设是可行的。宽带放大器设计必须考虑器件的记忆特性，此时就不能用泰勒级数模型来分析，而要用谐波平衡法、ｖｏｌｔｅｒｒａ级数来描述和分析。其中谐波平衡法主要用于大信号激励的强非线性电路，ｖｊｌｔｅｒｒａ级数适用于小信号激励的弱非线性电路。在本文中都假设所研究的射频功率放大器是没有记忆效应的。３．２．１极坐标非线性模型假设不考虑记忆效应，射频功率放大器的两个非线性特性ＡＭ—ＡＭ和ＡＭ一蹦特性可以通过矢量网络分析仪测量得到，因此用ＡＭ—ＡＭ和ＡＭ—ＰＭ特性来描述非线性功放是实际中经常采用的方法。如果把射频功放的ＡＭ．ＡＭ和ＡＭ．ＰＭ特性用串联方式来表示则可以得到极坐标形式的非线性模型，考虑如下形式的单频输入信号：ｚ＝爿ｃｏｓ（２石正ｆ＋力当信号通过非线性射频功放后，输出信号变为ｙ＝厂（４）ｃｏｓ（２丌正ｆ＋≯＋ｇ（４））性。（３—６）（３—７）上式中的厂（爿）和ｇ（一）分别代表功放的ＡＭ—ＡＭ和ＡＭ—ＰＭ的非线性转换特根据文献［１７】［１８】研究表明，对于调制输入信号式（３．６）和（３．７）所描述的关系也同样满足，即对于如下的调制输入信号：ｘ（ｆ）＝爿（｜）ｃｏｓ（２石Ｚｆ＋妒（ｆ））输出信号可表示为ｙ（Ｏ＝，（爿（ｆ））ｃｏｓ（２石正ｆ＋声（ｆ）＋ｇ（一０）））（３－８）（３—９）式中，（一（，））是输出信号幅度，声（ｆ）＋ｇ∽（，））是输出信号的相位，它们是输入信号幅度爿（ｆ）的函数，式（３—９）被称为是ＡＭ．ＡＭ和ＡＭ．ＰＭ模型的极坐标形式。西南交通大学硕士研究生学位论文第１４页３．２．２泰勒级数模型如果放大器输出信号是其输入信号的瞬时函数（即无记忆），且非线性很弱时，输出信号ｙ（ｒ）可用输入信号ｘ０）的泰勒级数表示为Ⅳ），ｏ）＝，（ｘ（ｆ））＝∑吒ｒＯ）＝ｃ。ｘｏ）＋ｃ２ｘ２（ｆ）＋巳ｘ３０）＋…ｎ－ｌ（３—１０）若同时存在ＡＭ．ＰＭ失真，则可用复数泰勒级数表示为—生Ｊ，（ｆ）＝∑（％＋儿净“（ｒ）ｎＩ】（３·１１）一般级数在Ⅳ处截断。，（ｚ（ｆ））为单值、弱非线性，通过恰当的取级数的若干阶代替非线性（常取到五项）。泰勒级数分析简单、直观明了，在定量分析放大器的谐波、三阶互调截点、１ｄＢ压缩点等指标时非常方便【１０】。３．２．３ＶｏＩｔｅｒｒａ级数模型对于有记忆效应的模型，通常采用ｖｏｌｔｅｒｒａ级数来表示。ｖ０１ｔｅｒｒａ级数模型可以准确的描述任何一种非线性系统，是分析实际可实现非线性系统或电路的通用方法，在计算小信号、无记忆非线性电路时同泰勒级数无任何区别。ｖｏｌｔｅⅡａ级数方法采用显式表示激励和响应关系的电路传递函数，考虑输入各频率之间的互相影响，把系统划分为无穷个ｖｏｌｔｅｒｒａ级数相加形式（实际取多少阶根据具体的电路情况定。一般３～５阶），如图３．４所示【９ｌ。图３．４Ｖｂｌｔｅｒｒａ级数系统模型根据模型非线性系统的微分方程可写成譬：’三ｆ：啊（ｆ１）ｘｐ一１）ｄ‘＋』ｅ红（‘，ｆ２）ｘｏ—ｆ１）ｘｏ—ｔ）ｄｑ≈＋（３．１２）Ｊ』ｅ玛（吒，『２，码ｈｏ—ｆ１）ｘ（ｆ—ｆ２）ｘ（ｆ一乃）ｄ『ｌｆ２毛＋…、。西南交通大学硕士研究生学位论文第１５页上式中，％（ｆＩ，ｒ２，毛，＿，…，Ｌ）称为第ｎ阶核或称力阶非线性冲击响应，用傅氏变换将式（３．１２）变换成ｙ（，∞）＝ｑ（确）·ｘ（．，ｑ）＋马（，ｑ，，ｑ）·ｘ（－『ｑ）’ｘ（＿，ｑ）＋马（．，ｑ，＿，ｑ，，ｑ）·ｘ（，ｑ）·ｘ（－，鲍）·ｘ（豇ｂ）＋…其中，（３．１３１以（／ｑ，，ｎｔ，Ｊ皑，…，Ｊｑ．）＝Ⅱ…』吃（ｆｌ，ｆ２，ｂ，…，靠）ｅ叫９１＋４“＋””“‘’ｄ‘ｄｒ２ｄｆ３…ｄ。式（３一１３）为一线性代数方程，其中凰（＿，ｑ）、％（．，ｑ，，吐）、马（．，ｑ，＿，哆，．，鸭）分别为一阶、二阶和三阶Ｖ０ｈｅｎａ传递函数，知道了各阶传递函数，只需用线性电路的分析方法便可进行求解各种非线性指标，简化了非线性失真的研究工作。３．３非线性射频功率放大器的影响射频功率放大器按工作状态分为线性放大与非线性放大两种，非线性射频放大器有较高的效率，而线性射频放大器的最高效率也只有５０％。因此从高效率的角度来看应采用非线性射频功率放大器。但是非线性放大器在放大输入信号的同时会产生一系列有害影响。从频谱的角度看，由于非线性的作用，输出会产生新的频率分量，如三阶互调、五阶互调分量等，它干扰了有用信号并使放大的信号频谱发生变化，频带展宽。从时域的角度看，对于波形为非恒定包络的已调信号，由于非线性放大器的增益与信号幅度有关，则使输出信号的包络发生了变化，引起波形失真。对于包含非线性电抗元件（如晶体管的极间电容）的非线性放大器，还存在使幅度变化转变为相位变化的影响，干扰己调波的相位。在现代通信系统中，射频功率放大器的ＡＭ．ＡＭ和ＡＭ．ＰＭ变换失真对数字信号的影响非常大，这可从数字调制信号星座图中反映出来。假设输入信号为艄．ＤＱＰＳＫ信号，放大器的非线性失真使输出信号星座图的实部和虚部发生偏移，降低误差加性噪声的容限，导致频谱再生而干扰邻道信号并恶化误码率。因此，在设计通信系统功率放大器时，首先要定量分析非线性的影响，必要时应采取相应的线性化技术来改善其线性度。３．４射频功率放大器的线性化技术射频功率放大器的线性化技术从原理上分主要有两大类：一类是通过获西南交通大学硕士研究生学位论文第１６页得射频功率放大器非线性特性来消除功率放大器输出信号中的互调干扰分量，这类线性化技术主要包括前馈技术、负反馈技术和预失真技术等；另一类是通过输入幅度恒定的信号给功率放大器来避免非线性失真，如ＥＥＲ等技术就属于这类线性化技术。下面将简单介绍一下这些线性化技术的基本工作原理与各自特点。３．４．１反馈法反馈技术是减小放大器失真的最简单一种的线性化技术，它最早是由美国的Ｈ．Ｓ．Ｂｌａｃｋ在提出前馈技术九年之后的１９３７年提出的，但是反馈技术得到了广泛的应用，因为这种技术在低频电子技术领域中对失真抵消具有明显的效果，电路结构也比较简单，只是工作频带窄，如图３．５所示。反馈法利用放大器输出的非线性失真信号抵消放大器自身的一部分非线性，因此对放大器输出信号的稳定性、增益的稳定性、非线性失真以及通频带等指标都有改善作用。但是，反馈方法降低了放大器的增益，且实际电路很难保证反馈网络在高频段的很宽频带内反馈信号与输入信号反相，相移控制困难，因此这种方法一般只用在低频场合【１５】。吖《＝＾庸１＋—Ａｌ图３－５反馈法基本框图３。４．２前馈法前馈的概念早在１９２９年１０月就有人提出，但直到１９６０年才受到电路工作者的重视，其主要原因有：一是前馈是一种开环电路，所有器件特性随时间的变化不能被补偿；二是在整个频带内，电路元件的转移特性必须限定为几分之一分贝：三是要采用第二个辅助放大器，增加了复杂度和技术难度。但是它也有许多潜在的优点，如：可以大大改善功放的线性；它不损失器件西南交通大学硕士研究生学位论文第１７页的增益和增益带宽；第二个辅助放大器仅处理误差信号，噪声低、功率低，系统总的噪声性能没有因为多了一个功放而恶化；它是无条件稳定的电路，带宽较宽，因此前馈法广泛应用于超线性功率放大器中【ｌｌＪ【”Ｊ。一般的前馈功率放大器由主功率放大器、误差放大器、耦合器、减法器和延时单元组成，如图３．６所示。图中上面一路为主放大支路，下面一路为抵消支路。输入信号进入后分成两路，一路进入主放大支路，一路进入抵消支路。进入主放大支路的信号由高功率放大器进行放大，由于主放大器的非线性，在信号中产生了互调分量；进入抵消支路的信号经延时单元延时一定时间后输送到减法器，延时时间与信号经主放大器处理的时间相同。直接耦合器对主功率放大器的输出信号进行采样，并把取样信号馈送到减法器，与抵消支路的信号相减。适当控制取样信号的幅度和相位，使其和延时信号等幅反相。输出结果称为误差信号，它不包含原始信号，基本上由主放大器产生的互调干扰信号组成误差信号经误差放大器放大后，与主放大支路信号经延时单元延时后的信号相减，通过调整误差信号，使两者等幅反相，以抵消主放大支路的误差信号。最后输出的结果只有经放大的原始信号。Ｍ永ｎ－ｍＤ¨冒图３．６前馈法基本框图由上面的分析可见，影响前馈放大器抵消性能的主要因素是线性环中参与抵消的相位失衡和幅度失衡，所以提高其性能的关键是能否对支路中的信号幅度和相位进行精确控制，以实现理想的抵消。近年来提出了一种改进的前馈放大器，它在抵消支路中加入衰减器和相移器，同时加入抽样、控制电路以便实时监控系统环路，实现对信号幅度和相位的精确控制同时保证系统的高线性性能不随时间、温度的变化而变化。西南交通大学硕士研究生学位论文第１８页３．４．２预失真法性（ＡＭ—ＡＭ和ＡＭ—ＰＭ）与射频功放的非线性特性正好相反，抵消放大器的非线性，使放大器呈线性特性，如图３—７所示Ｉｌｌ】【１５１。≮孑屯产～ｅｄｉｓｔｏｒｔｅｒ。“预失真法具有电路形式简单、调整方便、效率高、造价低等优点。目前，预失真线性化技术大体可分为数字预失真和射频模拟预失真两种方法。数字预失真技术广泛采用了数字信号处理的硬件和软件来实现，大多数是在基带信号频谱内进行的预失真处理ｆ４７Ｊ。【５４】。设计者需对信号发射和接收传输系统结构非常了解。数字预失真非常适合于基站和手机等功放设计。数字预失真器由一个矢量增益调节器组成，根据查找表（ＬｕＴ）的内容来控制输入信号的幅度和相位，预失真的大小由查找表（ＬｕＴ）的输入来控制。矢量增益调节器一旦被优化，将提供一个与功放相反的非线性特性，理想情况下，这时输出的互调产物应该与双音信号通过功放的输出幅度相等而相位相反，即自适应调节模块就是要调节查找表的输入，从而使输入信号与功放输出信号的差别最小。注意到，输入信号的包络也是查找表（ＬｕＴ）的一个输入，反馈路径来取样功放的失真输出，然后经过Ａ，Ｄ变换送入自适应调节ＤＳＰ中，进而来更新查找表（ＬＵＴ）…】。【４４Ｉ。模拟信号预失真通常是在输入射频信号和功放之间插入一个非线性发生器，通过控制其相位和幅值，可以有效删除射频功放的互调失真。但是，随着工作条件和工作环境的变化．信号预失真的幅度和相位会发生变化，线性效果将会下降。为了保持好的线性效果，就需对预失真信号发生器的幅度和相位进行自适应控制【４５】【４６】【５５１。３．４．２ＥＥＲ法ＥＥＲ法最先由Ｋａｌｌｎ提出，如图３．８所示。中频输入信号通过包络检测器和限幅器，得到幅度和相位形式的输入信号。恒包络的输入信号经混频器西南交通大学硕士研究生学位论文第２０页第４章预失真器的设计与仿真不同的功率放大器线性化技术具有各自的特点，一个对现有线性化技术的比较如表４．１所示。表４．１射频功率放大器线性化技术的比较反馈法前馈法ＥＥＲ法预失真法复杂性中高由由效率高中带宽低高中高高高消除失真高高低中由表４一ｌ可知，在各种功率放大器线性化方法中，预失真法是一种低成本，同时又能达到中等程度要求的线性化方法。与前馈法相比，它具有低功耗、电路简单的特点。由于它本身就是开环结构，所以能提供比反馈法更宽的带宽，具有很好的实用价值。因而预失真法在第三代无线通信系统中得到了广泛的应用。预失真器的基本功能就是产生与功率放大器相西南交通大学硕士研究生学位论文第２１页本章基于对射频功率放大器非线性特性和预失真法的分析，拟采用射频预失真法设计一个预失真器对一个１．９５ＧＨｚ的射频功率放大器进行线性化。该射频功率放大器的主要工作指标有：功率放大器中心频率：１９５０ＭＨｚ带宽：８ＭＨｚ增益：３３ｄＢ互调失真：优于２０ｄＢ４．１预失真器的工作原理目前许多模拟预失真器都着重于减少三阶互调产物（ＩＭ３），然而，随着第三代无线通信系统的发展，功率放大器通常都工作在高非线性区，因此，高阶互调产物的消除显得越来越重要。本章基于这一点，设计了一个利用低频偶次项产物分别产生和控制三阶互调和五阶互调（ＩＭ５）的预失真器．如图４．１所示１２７１。图４．１预失真器原理图总的电路分为三个部分：检波电路、控制电路和互调发生电路。检波电路由一个非线性功率放大器组成，该非线性功率放大器可以产生二阶分量（ｑ—ｑ），由一个低通滤波器将二阶产物从放大器的输出中滤出。控制电路由一个乘法器组成，它将二阶分量变为四阶分量（２毡一２ｑ）。这两路信号都送到可变增益放大器，通过控制该可变增益放大器可调整三阶互调和五阶互西南交通大学硕士研究生学位论文第２２页调的幅度变化，三阶互调和五阶互调的相位变化由互调发生电路的移相器控制。输入信号被分为两路，分别进入三阶互调和五阶互调发生电路。在三阶互调发生电路中，输入信号被送入双平衡二极管混频器的ＬＯ端，与ＩＦ端的信号即二阶分量（ｑ—ｑ）进行混频，在ＲＦ端产生三阶交调信号（ＩＭ３）。同样的道理，五阶互调信号（ＩＭ５）可以从四阶分量（２呜一２ｑ）中得到。这两路互调分量分别经过相位调整后与输入信号合成在一起，形成预失真信号。图４．２预失真器框图预失真器的框图如图４．２所示。对于一个双频信号蜥婷４ｃｏｓ（ｑｆ）＋４ｃｏｓ（屿ｆ）（４－１）混频器ＩＦ端的二阶分量Ｅ和四阶分量％分别为ｑ＝４４嘭ＧＩｃｏｓ【（毡一ｑ）ｆ】４：三４：４：Ｇ２Ｇ２ｃ。ｓ【（２ｑ一２ｑ）ｆ】‘４－２’其中Ｇ是检测器的传输系数，Ｇｌ和Ｇ２分别是二阶分量和四阶分量可变增益放大器的增益。经过混频器和移相器后，三阶互调分量ＩＭ３和五阶互调分量ＩＭ５分别为ｚｗ３＝妄＾４２ｑＧＩＧｊｃｏｓ【（２ｑ—ｑ）ｆ＋ＰＩ】。（４—３）＋亡４２４ｑＧｌＧ：ｃｏｓ【（２ｑ一吐）ｆ＋伊１】西南交通大学硕士研究生学位论文第２５页在等功率分配的情况下，即Ｅ＝Ｂ，女＝ｌ，于是Ｚ２＝乙＝ｚｏＺ０：＝ｚ０３＝压Ｚ０胄＝２２０（４—１３）微带线功率分配器的实际结构可以是圆环形，便于加工和隔离电阻的安装。在本设计中，功率比例为七＝１，功分器的中心频率是１９５０ＭＨｚ，通带为１．９ＧＨｚ．２ＧＨｚ，带内各端口反射系数小于．２０ｄＢ，两输出端隔离度小于－２５ｄＢ，传输损耗小于３ｄＢ。利用ＡＤＳ２００４设计了３ｄＢ功率分配器。仿真电路图如图４．４所示，仿真结果如图４．５所示。从仿真结果来看，该功分器达到了设计要求。獭。．：：：＝＝＝，瀚篙“”渊篇””溜篇。’“””２：：：＝。。图４．４功率分配器仿真电路图鍪。．蒸。．西南交通大学硕士研究生学位论文第２８页多项式来逼近滤波器的特性。最平坦型用巴特沃斯（Ｂｕｔｔｃｒｗｏｎｈ），等纹波型用切比雪夫（Ｔｃｈｅｂｅｓｈｅｖ），陡峭型用椭圆函数型（Ｅｌｌｉｐｔｉｃ），等延时用高斯型（Ｇ肌ｓｓｉａｌｌ）。由于巴特沃斯滤波器具有最大平坦度的特点，本设计拟采用巴特沃斯低通滤波器。设置其通带为１０ＭＨｚ，阻带为１３ＭＨｚ，纹波为Ｏ．１ｄＢ，频率大于１３ＭＨｚ时，衰减大于２０ｄＢ。其仿真电路和仿真结果分别如图４—６和图４．７所示。图４．６低通滤波器仿真电路图妒２ｌ∞∞＼岜＼＼≮＼３００５１０１５２０２５ｆｎＢｑ，ＭＨｚ图４—７低通滤波器仿真结果西南交通大学硕士研究生学位论文第２９页４．２．３定向耦合器定向耦合器又称为方向耦合器，因为这种器件的输入和输出信号间除了幅度关系外，还有一定的方向性关系。它类似于高频电路中的变压器网络，功率按比例和相位进行分配和混合。定向耦合器是个四端口网络结构，如图４．８所示。定向耦合器２＿一３——图４．８定向耦合器框图信号输入端ｌ的功率为丑，信号传输端２的功率为最，信号耦合端３的功率为Ｂ，信号隔离端４的功率为只。若墨、只、Ｂ、只皆用毫瓦（ｍｗ）来表示，定向耦合器的四大参数则可定义为：！．插入损耗嗍叫ｏｔｓ肾。ｋ击２．耦合度㈤件㈣ｃｃ毋删ｇ即呲击３．隔离度邶卜１０ｌｇＩ鲁Ｉ＝ｌ魄赤４．方向性∽忉西南交通大学硕士研究生学位论文第３０页。ｃ拈，＝一·。－ｓ陲｜－·。ｔｓ击一·。·ｓ击＝，ｃ如，一ｃｃ拈，ｃ４一ｔｓ，定向耦合器有多种形式，其中分支线型耦合器在微波电路中有广泛的用途。尤其是功率等分的３ｄＢ耦合器，不仅因为结构简单，容易制造，而且输出端口位于同一侧，方便与半导体器件结合，构成平衡混频器、倍频器、移相器、衰减器等微波电子线路。不论分支线两个输出端口功率是否相等，在中心频率上两个输出信号的相位总是相差９０‘。如图４—９所示为分支线耦合器结构，各个支线在中心频率上是四分之一波导波长，由于微带的波导波长还与阻抗有关，故图中支线与主线的长度不等，阻抗越大，尺寸越长。Ｚｓ２生。ｌ上。卜——Ｈ图４．９分支线耦合器如果分支线祸合器的各个端口接匹配负载，信号从１口输入，４口没有输出，为隔离端，２口和３口的相位差为９０’，功率大小由主线和支线的阻抗决定。在本设计中，设计一个３ｄＢ分支线耦合器，中心频率为１．９５ＧＨｚ，输入输出端口间隔离度达到．２０ｄＢ。该分支线耦合器仿真电路如图４．１０所示。西南交通大学硕士研究生学位论文Ｍ丁ＥＥＡＤＳ第３１页１ｈ１ＷⅡ一ＡＤＳＴ∞２￣ＬＩＮＰ帆“ＴＬ４Ｎｕｍ＝４￣盯眭一ＡＤＳＴｅｅ３艟附Ｍ花Ｅ－ＡＤｓＴＬ５眦州ＴＬ６ＰｏｎＰ３ＳｕｂｓＦ＾艏ｕｂｌ。Ｓｕｂｓ仁’懈ｕｂｒＳｕｂ３＃’惜ｕｂｌ“８ｕｂｓｔ＝。懈ｕｂｌ“Ｓｕｂｓ悻‘懈ｕ矾ｎｍ＝３Ｖ们刮．９１ｍｍＷ１＿３２８ｍｍⅥ芦３．２ＢｍｍＶ幢＝１０１ｍｍＬ＝２０．７６ｍｍ”盘；３ｊ８ｍｍＷ３；１０１ｍｍｎＢ＝１．９ｔｍｍＶ忙＇９１巾ｍＬ＝２５ｍｍＴｅ“Ｗ－１引ｍｍＬ：２５ｍｍ图４．１０分支线耦合器仿真电路图仿真结果如图４．１１所示。ｍ１ｆｒｅａ＝１．９５０ＧＨｚｄＢｆＳｆ２．１’１＝－３．０６４ｍ／／／，／／辩ｊ一ｆ＼＼ｌ、＼Ｋ～—／７爿／ｘｆ他ｑ’ＧＨｚａ）插入损耗和耦合度西南交通大学硕士研究生学位论文第３２页ｍ３掇ｍ２ｆｉｎｄＤｅｌｔａ＝Ｏ．０００ｄｅＤＤｅｌｔａ＝２７０．０４５ｄｅ址ａｍｏｄｅｏＮ、＇、；５０Ｇ｝一．一∞∞厶一．一田一∞曙△１‘‘～窝凄篱２．１）ｌ－．１２８．豺ｒ－—、ｈ一‘¨－‘、≮＼ＮＴ、斗１８２０２．２２．４Ｚ６２８３０ｆ悖ｑ．Ｇ№ｂ）输出端相位差ｌｍ４支已＝，ｔＯ∞∞∞’．０１．２１．４ｌｆ陀ｑ２１．９５０ＧＨｚＩ—Ｄ，ｅ，１１、、一１ｎ口＿７７１，－１３ｍ砂∥喇。ｆＵ＇６１８２．０２２２．４２．６２．８３．０ｆ怕ｑ．ＧＨｚｃ１输入端隔离度西南交通大学硕士研究生学位论文第３３页；＝ＳＡＣｏ∞∞∞７Ｚ二：一、１Ｕ１．Ｏ１２１．４１．６１．８２．Ｏ２．２２．４２．６２８３．Ｏｆ悖“ＧＨｚｄ）输出端隔离度图４．１１分支线耦合器仿真结果从仿真结果来看，在中心频率１．９５ＧＨｚ处，输出端口问相位差达到９０。，耦合度达到，３ｄＢ，输入输出端口问隔离度达到．２０ｄＢ，满足设计要求。４．２．４混频器混频器通常被用于将不同频率的信号相乘．以便实现频率的变换。混频器有三个端口，一是射频口，二是本振口，三是中频口。把需要进行频率搬移的信号加在混频器的射频口，把搬移频率的功率和电压（来自本地振荡器，即ＬＯ）加在混频器的本振口，在混频器的中频口就可以得到两个输出。如果需要中频信号的频率比射频低，那么这个混频器就是下变频器，反之是上变频器。对于一个给定的射频信号，具有理想本振（即没有谐波和噪声边带的本振）的理想混频器只产生两个中频输出：一个是射频与本振的频率之和（五＋五），另一个是两者之差（正一正）。混频器的主要技术指标有：１．变频损耗尽管混频器的器件工作方式是幅度非线性，但我们希望它是一个线性移频器。变频后的输出信号的幅度变化就是变频损耗或增益。一般地，无源混西南交通大学硕士研究生学位论文第３４页频器都有变频损耗。二极管混频器的变频损耗包括混合网络损耗（１．５ｄＢ左右）、边带损耗（３ｄＢ）、谐波损耗（１ｄＢ）和二极管电阻损耗（１．５ｄＢ），典型值为７ｄＢ左右。２．噪声系数描述信号经过混频器后质量变坏的程度，定义为输入输出信号的信噪比的比值。这个值的大小主要取决于变频损耗，还与电路的结构有关。３．本振功率混频器的指标受本振功率控制。若本振功率不够，混频器就达不到预定指标。产品混频器都是按功率ｄＢｍ值分类的，如７ｄＢｍ、ｌＯｄＢｍ、１７ｄＢｍ本振（ＬＯ）。４．端口隔离三个端口Ｌ０、ＲＦ、ＩＦ频率不同，互相隔离指标，ｄＢ越高越好。端口隔离与电路设计、机构、器件和信号电平有关。５．功率消耗功耗是所有电池供电设备的首要设计因素。无源混频器消耗ＬＯ功率，而Ｌ０消耗直流功率，Ｌ０功率越大，消耗直流功率越多。按采用的非线性器件不同，常用的混频器有三极管混频器、二极管混频器和集成模拟乘法器构成的混频器。其中，二极管混频器电路结构简单，噪声低，工作频段宽，组合频率少。它的电路形式有单管式、平衡式及双平衡式等。这里我们采用双平衡二极管混频器。双平衡二极管混频器电路原理图如图４．１２所示。四个二极管组成了一个环路，各二极管的极性沿环路一致，故又可称为环形混频器。构成的二极管环形混频器中，各二极管均工作在受参考信号控制的开关状态，它是另一类开关工作的乘法器。双平衡二极管混频器电路具有如下特点：（１）结构上四个二极管按相同极性接成环形。作为混频时，环形的两个对角端ＡＢ和ｃＤ分别通过变压器接入本振信号ｖ，和有用信号ｂ。其中，接入本振信号的端口称为Ｌ端，接入由于信号的端口称为Ｒ端，变压器中心抽头之间接输出负载电阻胄，，输出信号称为Ｉ端。（２）本振信号ｖ，为大信号。四个二极管工作在受ｖ，控制的开关分析。导出的输出电流乇＝ｉ等局（眈，）。（３）如果电路平衡，则各端口状态。其中，Ｄ２，Ｂ在ｖ：的正半周导通，Ｄｌ。Ｄ４在ｕ的负半周导通。通过＇，，西南交通大学硕士研究生学位论文第３５页是相互隔离的，即Ｌ端口的本振信号不会通到Ｒ端，Ｒ端口的有用信号不会窜入Ｌ端，有用信号和本振信号均不会通到Ｉ端。Ｒ啦＋ｈ图４．１２双平衡二极管混频器在图４－１２中，设ｂ＝‰ｃｏｓ％ｆ为输入信号电压，％＝‰ｃｏｓ吼ｆ为本振电压，胄：为输出负载电阻，巩和巩为带有中心抽头的变压器（例如传输线变压器），其初、次级绕组的匝数比为ｌ：１。若‰足够大，且其值远大于‰，则可以认为各二极管均工作在受ｖ，控制的开关状态。在屹正半周期间，Ｄ２和Ｄ３管导通。在屹负半周期间，Ｄｌ和Ｄ４管导通。将二极管用开关等效，设ｆ２和毛分别为通过Ｄ２和色的电流，‘和‘分别为通过Ｄｌ和见的电流，如为二极管导通内阻，且％《也。则在屹正半周期间，开关闭合，上、下两回路的方程为吩＋叱一ｆ２如一（ｆ２一‘）Ｒ～ｂ＋叱一ｆ３如一（‘一ｊ２）也＝Ｏ消去叱求得’ｔ，ｆ４－１９）ｊ２一ｆ３。丽靠相应的开关函数为墨（魄ｒ），因而式（４－２０）可写成下列一般形式‘４。２０）‘一‘５焘蜀（铣‘），，，（４之１）同理，在吃负半周期间，相应的开关函数为墨（眈，一疗），用同样的分析方法可求得西南交通大学硕士研究生学位论文第３６页（４之２）卜ｆ４因而，通过＆的总电流为２ｉ靠墨㈨一力一瓮哥地归一麓等争旷》，舭…］一２五，＋月。２Ｒ，＋Ｒ。扣“‘卜瓴‘）＝焘Ｋ她‘？瑙慨Ｄ１…７Ｉ石‘１（４－２３）Ｉ３石“由式（４．２３）可见，双平衡二极管混频器的输出电流中仅包含（ｐｑ±％）（ｐ为级数）的组合频率分量，而抵消了ｑ，％以及ｐ为偶数、ｑ》Ｉ的众多组合频率分量。从上面的分析得知，本振电压与输入信号电压不会通到输出端，表明Ｌ端口和Ｒ端口对Ｉ端口是隔离的。４．２．５移相器目前用的较多的移相器有铁淦氧移相器和二极管移相器两类。前者功率容量较大，但要求控制功率也大，且相位变化速度慢，特性易受温度影响。后者具有体积重量小、开关时间短、控制功率小、对温度变化的稳定性好等优点，因而实际中以二极管移相器为多。移相器有模拟式和数字式两种。模拟式移相器相移连续可调，数字移相器的相移是量化了的，即其相位只能阶跃变化。模拟式移相器相位变化比较精细，但是其控制电路设备十分复杂。数字式移相器只要使其相移跳变小于４５。，就可以满足需求。３ｒ＼＼Ｉ∥Ｊ＿Ｊ＝ｌｔ：∥ｌ图４一１３支线耦合器型移相器ｒ＼＼Ｉｊ西南交通大学硕士研究生学位论文第３７页本设计中采用支线耦合器型移相器，如图４．１３所示。在３ｄＢ定向耦合器的两个平分臂中各接入～个相同的二极管，则由臂４到臂１之间的相移将受二极管电抗的控制，构成了一个移相器。设二极管正偏时其阻抗记为弘，，反偏时其阻抗记为愚。因其二极管为纯电抗，此时微带传输线起纯阻抗作用，１现采用长度为÷兄，阻抗为五的微带线和一电容ｃ作匹配电路，构造移相器４的反射负载如图所示。图４．１４移相器的反射负载构造记从Ｂ点看去的输入阻抗为乙，Ａ点看去的输入阻抗为乙，当二极管正偏时，下标均加“，”，反偏时均加“ｒ”，则有％＝０Ｚｉ。ｆ＝焉咆（４－２４）去芏ｖ‰去芏％（４·２５）由反射系数ｒ＝象｛乏，可得二极管正偏时的相角为一一丢反偏时的相角为一ａｒｃ蚀丢由式（４—２５）和式（４－２６）可得相移角度伊为（４－２６）西南交通大学硕士研究生学位论文第３８页Ｐ２孚＝一去一ａｎ丢２ｚ叠３ｒｚ茹＂洚ｚ，，对式（４·２７）进行反正切并使Ｚｌ、ｚ０、乙，对ｚ０进行归一化，整理得…。牙ｉ磊一五）ｔａｎ矿＝＝产＿，＿—＝＝＿＿二ｚｌ＋ｚＢｆｚＢｒ（４—２８）当改变二极管的电容时，可以得到不同的相移。４．３系统仿真４．３．１仿真电路通过上一节中对各部分电路的设计和分析，利用仿真软件ＡＤｓ２００４可建立预失真器的系统仿真电路图如图４一１５所示。在仿真中．输入双音信号频率分别为１９５４ＭＨｚ和１９４６ＭＨｚ，带宽为８ＭＨｚ，输入功率为１０ｄＢｍ，主射频功率放大器的传输特性如图４．１６所示，增益与输入信号的功率关系图如图４一１７所示。主射频功率放大器的增益为３３ｄＢ，最大输出功率为３５ｄＢｍ。西南交通大学硕士研究生学位论文第３９页图４．１５预失真器仿真电路图西南交通大学硕士研究生学位论文第４０页盆■苗己∞ＥＲＦＤｗｒ图４．１６主射频功率放大器的传输特性一２０一＇５－’Ｏ．５０５１０１５２０ｈｂ』ｏｍｐ．．ＲＦｐｌ￣ｒ图４．１７主射频功率放大器增益图西南交通大学硕士研究生学位论文第４１页４．３．２仿真结果。己Ｅ∞ｍ２一１５１Ｃ５Ｏ－５－１０１．９３５１．９４５１．９５５１．９６５ｍ３ＹｍＩｌ｛；ｉ；１９７５仃蟹口．ＧＨｚ图４一１８未加预失真器时的输出频谱图竹毫ｑ．ＧＨｚ图４．１９加预失真器后的输出频谱图西南交通大学硕士研究生学位论文第４２页没有经过预失真器线性化调整前射频功率放大器的输出频谱如图４．１８所示，从图中可以看到，三阶互调的输出功率为２１．２５ｄＢｍ，五阶互调的输出功率为１４．８７ｄＢｍ。经过预失真器调整后，如图４．１９所示，三阶互调的输出功率达到·０．９３ｄＢｍ，五阶互调的输出功率达到．３．１８ｄＢｍ，三阶互调和五阶互调失真分别改善了２２ｄＢ和１８ｄＢ。仿真结果表明，经过射频预失真器的处理，三阶互调和五阶互调失真均得到明显改善，射频功率放大器的线性度得到明显提高。西南交通大学硕士研究生学位论文第４５页参考文献【ｌ】顾其诤等编著．微波集成电路设计．人民邮电出版社。１９７８【２】雷振亚编著．射频／微波电路导论．西安电子科技大学出版社，２００５【３】陈邦嫒．射频通信电路．科学出版社，２００２【４】唐贤远等．数字微波通信系统．电子工业出版社，２００４［５】Ｒｅｉｎｈ０１ｄＬｕｄｗｉｇ，ＰａｖｅＩＢｒｅｔｃｈｋｏ著．王子宇等译．射频电路设计一理论与应用．电子工业出版社，２００２【６】ｕｌｒｉｃｈＬ．Ｒｏｈｄｅ，ＤａｖｉｄＰＮｅｗｋｉｒｋ著．无线应用射频微波电路设计涨玉兴等译．电子工业出版社，２００４【７】常永宏．第三代移动通信系统与技术．人民邮电出版社，２００２【８】郑博仁．射频，微波放大器非线性特性分析方法比较．信息与电子工程．２００５，第３卷。第３期【９】林强，张祖荫，郭伟．微波功率放大器非线性失真分析．微波学报．２００２，第２０卷，第４期［１０】刘海龙，苏凯雄．一种射频功率放大器预失真线性化技术．福建大学学报．２００４，第３２卷，第５期【１１】李军．射频功率放大器的线性化技术．世界电子元器件，２００３．０７【１２】杜承法．无线通信功率放大器的线性化技术．通信与计算机，２００３．０９【１３】Ｓ．Ｃｒｉｐｐｓ．ＲＦＰｏｗｅｒＡｍｐＩｉｆｉｅｒｓｆｏｒ、矾ｒｅｌｅｓｓＣｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ．ＡｒｔｅｃｈＨｏｕｓｅ，１９９９【１４】Ｐ．Ｋｅｎｉｎｇｔｏｎ．Ｈｉｇｈ—ＬｉｎｅａｒｉｔｙＲＦＡｍｐＩｉｆｉｅｒＤｅｓｉｇｈ．ＡｎｅｃｈＨｏｕｓｅ，２０００【１５】ｓｔｅＶｅ２００２ｃ．ｃｒｉｐｐｓ．ＡｄＶａｎｃｃｄＴｅｃｈｎｉｑｕｅｓｉｎＲＦＰｏｗｅｒＡｍｐｌＩｆｉｅｒＤｅｓｉｇｎ．ＡｎｅｃｈＨｏｕｓｅ，【１６】ＪｏｅｌＶｕｏｌｅｖｉ，ＴｉｍｏＲａｈｋｏｎｅｎ．Ｄｉｓｔｏｎｉｏｎｉｎ【１７］ＭｊｎｋｏｒｆＪ．Ｂ．，ＩｎｔｅｒｍｏｄｕｌａｔｉｏｎＲＦＰｏｗｅｒＡｍｐｌｉｆｉｅｒｓ．ＡｒｔｅｃｈＨｏｕｓｅ，２００３ｎｏｉｓｅｉｎｓｏｌｊｄ—ｓｔａｔｅｐｏ、ｖｃｒａｍｐｌｉｆｉｅｒｓｆｏｒｗｉｄｅｂ拍ｄｓｉｇｎａｌｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ．Ｐｒｏｃ．ＡＩＡＡ９‘“ＣＯｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓＳａｔｅｌｌ．ｔｅ１９８２ＳｙｓｔｅｍＣｏｎｆｅｒｅｎｃｅ，Ｍａｒｃｈ【１８】ＭｉｎｋｏｒｆＪ．Ｂ．，ｗｉｄｅｂ飘ｄｏｐｅｒａｔｉｏｎｏｆｎｏｎ“ｎｅａｒｓｏｌｉｄ．ｓｔａｔｃｐｏｗｅｒａｍｐｌｌ６ｅｒｓ—ｃＯｍｐａｒｉｓｏｎｓｏｆｃａｌｃｕｌａｔｉＯｎｓａｎｄｍｅａｓｕｒｅｍｅｎｔｓ．ＢｅＩｌＳｙｓｔｅｍＴｅｃｈｎｉｃａｌＪｏｕｒａｌＦｅｂ．１９８４，ｖ０１．６３，Ｎｏ．２：ｐｐ．２３ｌ－２４８【１９】Ｐ．Ｂ．Ｋｅｎｊｎｇｔｏｎ．Ｍｅｔｈｏｄｓ】Ｉｎｅａｒｉ髓ＲＦｔｒ卸ｓｍｉｔｔｅｒｓ蛐ｄＤｅｃ．１９９８，Ｖ０１．３７，Ｎｏ．１２：ｐｐ．１０２一１０６ｐｏｗｅｒ跏ｐｓ．ＭｉｃｒｏｗａｖｅＲＦ．西南交通大学硕士研究生学位论文ｐｒｅｄｉｓｔｏｎｅＬｌＥＥＥＲａｗｃｏｎ’９８Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ．１９９８，ｐｐ，３２５－３２８第４７页【３４】Ｓｔａｐｌｅｔｏｎｏｎｓ．ＰＩａｎｄＣｏｓｔｅｓｃｕＥＣ．，ＡｎａｄａｐｔｉｖｅｐｒｅｄｉｓｔｏｎｅｒｆｏｒａｐｏｗｅｒａｍｐｌＩｎｅｒｂａｓｅｄ１９９２．ａｄｊａｃｅｎｔｃｈａｎｎｅｌｅｍｉｓｓｉｏｎｓ．ＩＥＥＥｎ蚰ｓ∞ｔｊｏｎｓｏｎＣｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ．Ｖ０１．４ｌ：ｐｐ．４９—５６【３５】ＳｔａｐｌｅｔｏｎＳ．Ｐ．ａｎｄｃａＶｅｒｓＪ．Ｋ．，Ａｎｅｗｔｃｃｈｎｉｑｕｅｆｏｒａｄａｐｔａｔｉｏｎｏｆｌｉｎｅａｒｊｚｉｎｇｐｒｅｄｉｓｔｏｒｔｅｒｓ．ＩＥＥＥＰｒｏｃ．Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ．Ｍａｙ１９９１，ｐｐ．７５３—７５８【３６】ＹｂｓｈｉｎｏｒｊＮ４９ａｔａ．Ｌｉｎｅａｒａｍｐ“ｆｉｃａｔｉｏｎＩＥＥＥ．１９８９，ｐｐ．１５９一１６３ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｆｏｒｄｉｇ“ａｌｍｏｂ订ｅｃｏｍｍｎｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ．［３７】ＧｉｒｊｄｈａｒＤ．Ｍ粕ｄｙａｍ．Ｐｈａｓｅｐｒｅｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎｆｏｒａｃｄｍａ２０００ｓｙｓｔｅｍ．ｒＥＥＥ．２０００，ｐｐ．１３０８—１３１２【３８】Ｓｔａｐｌｅｔｏｎｕｔｉｌｉｚｉｎｇｓ．Ｐ．，ＧｕｒｍａｉｌＳ．Ｋａｎｄｏｌａ．ＳｉｍｕｌａｔｉｏｎａａＩｌｄ锄ａｌｙｓｉｓｏｆｏｎａｎａｄａｐｌ．ｖｅｐｒｃｄｉｓｔｏｒｔｅｒｃｏｍｐｌｅｘｓｐｅｃｔｒａｌｃｏｎｖｏｌｕｔｉｏｎ．ＩＥＥＥＴｒ蛐ｓａｃｔｉｏｎＶｃｈｉｃｕｌａｒＴｃｃｈｎｏｌｏｇｙ．Ｎｏｖ．１９９２，Ｖ０１４１’Ｎｏ．４：ｐｐ＿３８７—３９４【３９】ＤＬＣｈｒｉｓＰｏｎｅＬｓｙｓｔｅｍａｎａｌｙｓｉｓｏｆｐｒｅｄｉｓｔＯｒｔｉＯｎ．１ＥＥＥａｗｃＤＭＡｂａｓｅ·ｓｔａｔｉｏｎＦｒｅｑｕｅｎｃｙＰＡｅｍｐｌｏｙｉｎｇａｄａｐｔｉｖｅｄｉｇｉｔａｌＲａｄｉＯＩｎｔｃｇｒａｔｅｄＣｊ”ｕｉｌｓＳｙｍｐｏｓｉｕｍ，２００２，ｐｐ．２７５—２７８【４０］Ｊ－Ｋ．ｃａＶｅｒｓ．，Ａｍｐｌｉｆｉｅｒｌｉｎｅａｒｉｚａｔｊｏｎｕｓｉｎｇａｄｉｇｉｔａｌｐｒｅｄｉｓｔｏｒｔｅｒｗｉｔｈｆａｓｔａｄａｐｔａｔｊｏｎａｎｄ１０ｗｍｅｍＯｆｙｒｅｑｕｉｒｅｍｅｎｔＳ．ＩＥＥＥＴｈｎｓａｃｔｉＯｎＯｎ、，ｅｈｉｃｕＩａｒＴｂｃｈｎｏｌＯｇｙ．ＮＯＶｌ９９０，ｖｏＩ．３９，Ｎｏ．４：ｐｐ．３７４·３８２【４ｌ】ＬｅｉＤｉｎｇ．Ｅ行ｂｃｔｓｏｆｅＶｅｎ·ｏｒｄｅｒｎｏｎｌｉｎｅａｒｔｅｒｍｓＨｎｅａ—ｚａｔｉｏｎ．ＩＥＥＥｏｎｐｏｗｅｒａｍｐｌｍｅｒｍｏｄｅＩｉｎｇａｎｄ１＇ｅｃｈｎｏｌｏｇｙ．２００４，ｐｒｅｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎＴｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓｏｎＶ毫ｈｊｃｕｌａｒｖ０１．５３’Ｎｏ．１：ｐｐ．１５６一１６２【４２］Ｅ．ＷｅｓｔｅｓｓｏｎａｎｄＬ．Ｓｕｎｄｓｒｏｍ．ＡｃｏｍｐｌｅｘｐｏｌｙｎｏｍｉａｌｐｒｅｄｉｓｔｏｒｔｅｒｃｈｉｐｂａｓｅｂａｎｄｏｒｉｎＣＭ０ｓｆｏｒＩＦｌｉｎｅａｒｉｚａｔｉｏｎｏｆＲＦｐｏｗｅｒ眦ｐｌｉｆｉｅｒｓ．Ｐｒｏｃ．ＩＥＥＥＩｎｔ．Ｓｙｍｐ．ＣｉｒｃｕｉｔｓＳｙｓｔ．Ｍａｙ１９９９，ｐｐ．２０６—２０９【４３】Ｊｅｏｎ曲ｙｅｏｎｃｈａ，Ｊ∞ｈｙＤｋＹｉ锄ｄＪ锄ｇｈｅｏｎＫｉｍ．ＯｐｔｉｍｕｍｐｏｗｅｒａｍｐｌｉｆｉｅｒｆｏｒｄｅｓｉｇｎｏｆａｐｒｅｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎＲＦｍｕｌｔｉｃａｒｒｉｅｒＷＣＤＭＡａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ．ＩＥＥＥＴｒａｎｓ．ＭｉｃｒｏｗａｖｅＴｈｅｏｒｙａｎｄＴｅｃｈｎｉｑｕｅｓ．Ｆｅｂ．２００４，ｖ０１．５２，Ｎｏ．２：ｐｐ．６５５．６６３ｆ４４］Ｊ．Ｓ．ＫｅｎｎｅｙａｎｄＡ．Ｌｅｋｅ．Ｉ）ｅｓｊｇｎｃｏｎｓｊｄｅｒａｔｊｏｎｓｆｂｒＭｕＪｌｊｃａｒｒｉｅｒＣＤＭＡｂａｓｅｐｏｗｅｒａｍｐ１．ｆｉｅｒｓ．ＭｉｃｍｗａｖｅＪ．１９９９，ｖ０１．４２，Ｎｏ．２：ｐｐ．７６—８４ｓｔａｔｉｏｎ【４５］Ｋ．Ｙａｍａｕｃｈｉ．ＡｎｏｖｅｌｄｉｏｄｅＪｉｎｅａｒｉｚｅｒｆｏｒｍｏｂｉｌｅｒａｄｊｏｐｏｗｅｒａｍｐｌｉｆｉｅｆｓ．ＩＥＥＥＭｒｒ－ｓＪｍ．ＭｊｃｒｏｗａＶｅ掣ｍｐ．Ｄｉｇ．１９９６，ｐｐ．８３１－８３４西南交通大学硕士研究生学位论文第４８页ｓｅｃｏｎｄ【４６】ｓ．Ｍ。Ｌｊ，Ｄ．Ｊｊｎｇａｎｄｗ．ｓ．ｃｈａｎ。Ｖｅｒｉｆｉｃａｔｉｏｎｏｆｐｒａｃｔｉｃａｌｉｌｙｏｆｕｓｉｎｇｔ｝ｌｅｈａｍｏｎｉｃｆｏｒｒｅｄｕｃｉｎｇＩＭＤ．ＥｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓＬｅｔｔｅｒｓ．１９８８，ＶｂＩ．３４．Ｎｏ．１１：ｐｐ．１０９７－１０９８Ｔｈｅｏｒｙ【４７］ｃ．Ｇ．Ｒｅ弘ＡｄａｐｔｉＶｅｐ０１ａｒｗｏｒｋ·ｆｈｎｃｔｉｏｎｐｒｅｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ．ＩＥＥＥＴｒａｎｓ．ＭｉｃｒｏｗａＶｅＴｅｃｈ．Ｊｕｎｅ１９９９，、，ｂＬ４７：ｐｐ．７２２—７２６【４８】Ｋ．Ｋｏｎｓｔａｎｔｉｎｏｕ锄ｄＤ．Ｋ．Ｐ卸Ｉ．ＡｎａＩｙｓｉｓａｎｄｄｅｓｉｇｎｏｆｂｆｏａｄｂａｎｄ，ｈｉ曲ｅ蕊ｃｉｅｎｃｙｆｃｅｄｆｏｒｗｄａｍｐｌｉｆｉｅｒｓ．ＩＥＥＥＭｒｒ－ＳＩｎｔ．ＭｉｃｒｏｗａｖｅＳｙｍｐ．Ｄｉｇ．Ｍａｙｌ９９６，ｐｐ．８６７—８７０【４９］Ｍ．ＭｏｄｅｓｔｅａｎｄＭ．Ｍｏａｚｚ眦．Ａｎａｌｙｓｉｓ锄ｄｐｒａｃｔｉｃａＩｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅｏｆａｄｉｆｆｅｒｅｎｃｅｆｒｅｑｕｅｎｃｙｔｅｃｈｎｉｑｕｅｆｏｒｉｍｐｒｏｖｉｎｇｔｈｅｍｕｌｌｉｃａｒｒｉｅｒＩＥＥＥＩＭＤｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅＯｆＲＦａｍｐｌ墒ｅｒｓ．Ｍ１●ＳＤｉｇｅｓｔ．１９９９，ｐｐ．５３－５６【５０】Ｊ．Ｎａｍｉｋｉ．ＡｎａｕｔｏｍａｔｉｃａｌｌｙｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄｐｒｃｄｉＳｔｏｒｔｅｒｆｏｒｍｕＩｔｉｌｅｖｅｌｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ．ＩＥＥＥＴａｎｓ．ＣＯｍｍｕｎ．，Ｍａｙ１９８３，ｖ０Ｉ．３ｌ，ｐｐ．７０７·７１２ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ肿ｐｌｉｔｕｄｅｉｎｄｉｇｉｔａｌｒａｄｉｏ【５ｌ】Ａ．Ａ．Ｍ．ＳａＩｅｈ卸ｄＪ．ｓａｌｚ．ＡｄａｐｔｉＶｅｌｉｎｅａｒｉｚａｔｉｏｎｏｆｐｏｗｅｒａｍｐｌｉｆｉｅｒｓｓｙｓｔｅｍｓ．ＢｅｌｌＳｙｓｔ．Ｔｃｃｈ．Ｊ．，Ａｐｒ．１９８３，ｖ０１．６２，Ｎｏ．４：即．１０１９－１０３３【５２】Ｄ．Ｒ．Ｇ∞ｅｎＪｒ，Ｃｈａｒａｃｔｅｒｉｚａｔｉｏｎ柚ｄｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎｏｆｔｒａｎｓｍｔｔｔｅｒｓ．ＩＥＥＥＴｒａｎｓ．，１９８２，ｐｐ．２１３－２１７ｎｏｎｌｌｎｅａｒｉｔｉｅｓｉｎｍｉｃｒｏｗａｖｅ（５３】Ａ．Ａ．Ｍ．ｓａｌｅｈ．Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ·ｉｎｄｅｐｅｎｄｅｎｔａｎｄｆｒｅｑｕｅｎｃｙ—ｄｅｐｅｎｄｅｎｔｎｏｎＩｊｎｅａｒｍｏｄｅｌｓｏｆＴＷＴａｍｐＩｉｆｉｅｒｓ．ＩＥＥＥＴｒａｍｓ．Ｃｏｍｍｕｎ．，Ｎｏｖ．１９８１，、，０１．２９，Ｎｏ．１１：ｐｐ．１７１５－１７２０【５４】Ｓ．Ｐｕｐｏｌｉｎ柏ｄＬ．Ｊ．Ｇｒｅｅｎｓｔｅｉｎ．ＰｅｒｆｏｍａｎｃｅｎＯｎｌｉｎｅａｒａｍｐｌｉｆｉｅｒｓ．ＩＥＥＥＪ．ｏｎａｎａｌｙｓｉｓｏｆｄｉｇｉｔａｌｒａｄｉｏｌｉｎｋｓｗｉｔｈＡｒｅａｓｉｎＳｅＩｅｃｔｅｄＣｏｍｍｕｎ．。ＡｐＬ１９８７，ｖｏＩ．ＳＡＣ·５，Ｎｏ．５：ｐｐ．５３４—５４６［５５】Ｍ．ＧＤｉＢｅｎｅｄｅｔｔｏａｎｄＰ．Ｍａｎｄａｒｉｎｉ，Ａｎｅｗａｎａｌｏｇｐｆｅｄｊｓｔｏｎｊｏｎｃｒｉｔｅｒｉｏｎｗｉｔｈ印ｐＩ－ｃａｔｉｏｎｔｏｈｉｇｈｅｍｃｉｅｎｃｙｄｉｇｉｔａｌｒａｄｉｏｌｉｎｋｓ．ＩＥＥＥＴｒａｎｓ．Ｃｏｍｍｕｎ．，Ｄｅｃ．１９９５，ＶｂＬ４３，ｐｐ．２９６６－２９７４西南交通大学硕士研究生学位论文第４９页攻读硕士学位期间发表的论文及参加的科研项目发表论文［１］ＫａｉＹａ０，ＭｉｎｘｉＷａｎｇ，‘‘Ａｄ叩ｔｉｖｅＲＬＳＡｌｇｏｒｉｔｈｍＦｏｒＲａｔｉｏｎａＩＦｕｎｃｔｉｏｎＰｒｅｄｉｓｔｏｎｅｒ，”ＴｈｅＳｅＶｅｎｔｅｅｎｔｈＡｓｉａ－Ｐ∽ｉｆｉｃＭｉｃｒｏｗａＶｅＣｏｎｆｅｒｅｎｃｅ，２００５，ＶｂＩ．５，ｐｐ．２９０１·２９０３．参加的由导师王敏锡教授主持的国家自然科学基金的科研项目［１］软件无线电架构下ＲＦ功率放大器的设计方法研究（６０２７２００３），２００３．０１—２００５．１２射频功率放大器的线性化技术研究

作者：

学位授予单位：

姚恺

西南交通大学

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