三电平调制-基于双组双调制波PWM的方法

基于双组双调制波PWM的方法

*

摘 要：中点电位平衡问题是二极管箝位型三电平逆变器固有的问题。本文提出了一种能够消除中点电位低频波动的PWM调制方法。该方法是基于对传统的单调制波进行分解得到正负两个调制波，在两个调制波中注入一组零序分量使得调制波产生载波边界值，从而降低了调制产生的开关频率；在调制波中注入与产生载波边界值符号相反的另一组零序分量，产生大小相等方向相反的平均中点电流，从而能够调控中点电位平衡。仿真及结果验证了调制方法的有效性。 关键词：三电平逆变器；中点电位平衡；双组双调制波PWM

A PWM method based on double-group-double-modulation-wave

Abstract: Neutral-point potential balancing problem is diode clamped three-level inverter inherent problems. In this paper, a way to eliminate low-frequency fluctuations in the neutral-point potential of PWM modulation is studied. This method is based on the decomposition of the traditional single modulation wave into both positive and negative wave modulation wave. The two modulation waves injected into a set of zero-sequence component makes the modulation carrier wave generating boundary values, thereby reducing the switching frequency modulation produced; the modulation waves injected another set of opposite sign zero sequence components, result in equal and opposite, the average midpoint of the current, which can control the neutral-point potential balance. Simulation and results show the modulation method.

Key words: three-level inverter；double-group-double-modulation-wave PWM；Neutral-point potential balancing

电路的方法增加了系统硬件电路的复杂性，使得系统体积大、成本高，同时也增加了控制的复杂性，在实际的应用中很少[5]。从调制策略上改善中点电位平衡的问题主要根据系统采用的调制策略不同也可以分为两种：基于SVPWM的调节正负小矢量作用时间的方法；基于SPWM的调节注入调制波中的 零序电压分量的方法。三电平逆变器采用SVPWM调制方法时，由于正负小矢量作用时能够产生方向相反的中点电流，所以可以根据中点电位的实际情况，通过调节正负小矢量的作用时间，从而向直流侧中性点注入或抽取电荷，从而保证中点电位的平衡。由于中矢量对中点电位的影响不确定，从而有舍弃中矢量采用虚拟矢量合成的控制方法等。逆变器系统采用SPWM调制方法时，通常在调制波中注入零序分量，从而调控零状态占空比进而调节控制平均中点电流来解决中点电位的平衡问题。两种中点电位平衡控制方法或存在开关频率高或零序分量计算困难以及都不能在全部线性调制区域内以及全

0 引 言

二极管箝位型三电平逆变器能够输出较高质量的电压，在中高压大功率场合有着非常广泛的应用，近年来在低压小容量传动系统的应用趋势也逐渐增强[1,2]。本文提出了基于双组双调制波PWM的三电平逆变器控制策略，并将其用于被动式电动力矩伺服系统中的加载电机驱动器，以减小由于采用两电平驱动器所引起的谐波转矩成分。

由于三电平逆变器的特殊拓扑结构及现有的调制策略的局限性，直流侧两个电容存在分压不均与的问题，不仅在交流输出侧产生低次谐波，同时使每个功率开关器件承受的电压应力增高，直接影响了三电平系统的性能。因此，三电平逆变器的中点电位平衡问题成为研究的热点问题[3,4]。

中点电位平衡问题的解决方法主要是从两个方面予以考虑：采用增加额外的硬件电路的方法；采用新的调制策略改善控制算法的方法。采用硬件

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部功率因数范围内消除中点电位的低频波动

[6-8]

。 本文从调制波进行分解并注入零序分量的角度来解决中点电位平衡，研究了一种直流侧采用12脉波整流电路，逆变侧采用基于两个调制波的PWM方法的双组双调制波PWM方法，能够在全部线性调制区域内消除中点电位的低频波动且具有最优的中点电位平衡能力。直12脉波整流电路可以有效的降低直流母线电压的谐波含量以及输入电流谐波含量，提高输入基波因数。逆变侧采用双组双调制波PWM调制方法，消除了中点电位的低频波动，同时对初始电容电压不平衡时的双组双调制波PWM调制方法的电容电压恢复能力进行了研究。

1 双组双调制波PWM方法

文献[9]提出了一种在全部线性调制区域内能够消除中点电位低频波动的基于两个调制波的PWM调制方法。由于三电平逆变器SPWM调制方法是用两个三角载波进行调制来产生三电平状态，因此可以把调制波分解成正负两个调制波分别与两个三角载波进行比较，从而产生三电平逆变器的三种电平状态，我们把这种调制方法成为双调制波PWM调制方法(double modulation wave PWM, DMWPWM)[9-12]。分解后的调制波在任意时刻满足零状态占空比相等条件，假若三相负载电流完全对称，因而由调制波调制产生的平均中点电流在一个载波周期内为零，从而消除了中点电位的低频波动。图1为三相调制波进行分解形成的正负调制波在一个调制周期内的波形。

图1分解成的正负调制波

Fig. 1 The positive and negative modulation wave by decomposition

用分解之后的两个正负调制波与三角载波比较来等效成单调制波PWM调制方法，因而在一个调制周期内，器件的开关频率升高，在高压大功率的应用场合中开关损耗增加。

设逆变器载波调制时的三角载波频率为fc，则传统的单调制波PWM方法的调制波在一个三角载波周期内调制波与载波有两个交点，对应逆变器各

相桥臂状态变化两次，产生的器件平均开关频率为fc/2。

调制波的值与三角载波的临界值相等时，为了描述方便，我们称为调制波达到载波边界值时，调制波不会与三角载波发生比较关系，相应的开关器件不动作，因而调制波的载波边界值所占调制空间的大小影响着器件平均开关频率。设各相电压的正调制波的载波边界值宽度所占调制波周期的比例为1-sfp，负调制波的载波边界值宽度所占调制波周期的比例为1-sfn，则双调制波调制方法的平均开关频率为：

ffpsfndws2fc

(1)

双调制波PWM调制方法的单个调制波所占调制空间为2，调制波的载波边界值所占空间为23，利

用公式(1)可以求取双调制波PWM方法的平均器件开关频率，即为4fc3。因而双调制波PWM调制方法的开关频率要大于单调制波PWM方法产生的平均开关频率。

为了降低器件开关频率，因此需要增加调制波的载波边界值，图2给出了一种介于双调制波PWM方法及SPWM方法之间的混合调制方法。从图中可以看出，改调制方法，只能在双调制PWM调制方法的特定调制区间内注入零序分量增加调制波载波边界值从而降低器件的开关频率，改调制方法的平均器件开关频率介于两种调制方法之间，即介于

fc2~4fc3之间。

图2 SPWM方法和混合PWM方法的两个调制波 Fig. 2 The two modulation wave of SPWM and HPWM

本文在文献[13]提出的一种能够在双调制波的全部调制区间内注入零序分量增加调制波载波边界值的双组双调制波

PWM

调制方法(double-group-double-modulation-wave

PWM，

DGDMWPWM)[13]的基础上，在两个调制波中注入一组零序分量使得调制波产生载波边界值，从而降低了调制产生的开关频率；在调制波中注入与产生载波边界值符号相反的另一组零序分量，产生大小

相等方向相反的平均中点电流，从而能够调控中点电位平衡。根据建立的双组双调制波PWM调制方法的两组调制波表达式，图3给出了在一个调制波周期内，一组调制波与调制度及角度的变化关系，在调制度较低时，调制波的载波边界值0的空间范围明显增大，在调制度较高时，载波边界值1或-1的空间范围明显增加，使得双组双调制波PWM调

区间，在调制度区间[0,1[433,233]、[13,433]以及

]内调制波所产生的开关频率是不相同

的。综合考虑两组调制波，每个调制波所占调制空间大小为2，则有:

1) 调制度区间[0,13] 在该调制度区间

(a)

A相的正调制波

(b) A相的负调制波

图3 A相的正负调制波与调制度m及角度的关系 Fig. 3 The relation of A-phase modulation wave and m、

制方法的开关频率明显降低。图4给出了注入到正负调制波中的零序分量与调制度及角度之间的关系。

(a)

注入A相正调制波中的零序分量

(b) 注入A相负调制波中的零序分量

图4 注入A相调制波中的零序分量形式

Fig. 4 The zero sequence components of A-phase modulation wave

在一个调制周期内，调制度区间可以分成3个

内，两组调制波所产生的非载波边界值为0，每组调制波所产生的非载波边界值区间大小为43或

0，利用公式(1)可以求得，开关器件的平均开关频率为fc3；

2) 调制度区间[13,433] 在该调制度区

间内，两组调制波所产生的非载波边界值为0、1和-1，每组调制波所产生的非载波边界值区间大小为43或介于0~23之间，利用公式(1)可以求得，

器件的平均开关频率介于fc3~fc2之间；

3) 调制度区间[433,23] 在该调制度

区间内，两组调制波所产生的非载波边界值为1和-1及0，每组调制波所产生的非载波边界值区间大小为43或23，利用公式可以求得，每个开关器件的平均开关频率为fc2；

因此，在全部线性调制度范围内，双组双调制波PWM调制方法的器件平均开关频率要优于其他调制方法。

2 仿真及实验结果

本节对直流侧采用12脉波整流电路，逆变侧采用基于两个调制波的双调制波PWM方法及双组双调制波PWM方法的三电平逆变器进行了仿真研究。仿真参数为：直流侧直流电压直流分量约为1029V，逆变器负载为三相串联阻抗负载，电阻值为10，电感值为0.01H，载波频率为2kHz，调制波频率为50Hz，电压调制度为1.15。直流侧两个串联联接电容为1100μF。

42V / p0nv-2-400.0050.010.0150.02t/s

图5 双调制波PWM调制方法的中点电位波形 Fig. 5 Neutral-point potential waveforms under DMWPWMSelected signal: 2 cycles 150010005000-500-1000-150000.0050.010.0150.020.0250.030.0350.04Time (s)Fundamental (50Hz) = 1027 , THD= 0.42%0.35)latn0.3ema0.25dnu0.2F fo0.15 % (0.1gaM0.050050100150200250300350400450Frequency (Hz) 图6 双调制波PWM方法输出线电压低频谐波分析 Fig. 6 Line voltage and harmonics under DMWPWM 从图5、6中分别给出了双调制波PWM调制方法的中点电位波形及低频线电压谐波分析。图7、8给出了双组双调制波PWM调制方法下的低频线电压谐波分析及中点电位波形。两种基于两个调制波的PWM方法都不存在中点电位的低频波动，只存在与载波频率有关的高频波动，双组双调制波PWM方法的中点电位波动幅值及THD值要大于双调制波PWM调制方法。 Selected signal: 2 cycles150010005000-500-1000-150000.0050.010.0150.020.0250.030.0350.04Time (s)Fundamental (50Hz) = 1035 , THD= 3.34%2)latnem1.5adnuF1 fo % (g0.5aM0050100150200250300350400450Frequency (Hz)

图7 双组双调制波PWM方法输出线电压低频谐波分析 Fig. 7 Line voltage and harmonics under DGDMWPWM

642V / p0nv-2-4-600.0050.010.0150.02t/s

图8 双组双调制波PWM调制方法的中点电位波形 Fig. 8 Neutral-point potential waveforms under DGDMWPWM

为了描述中点电位波动相对幅值，定义中点电位波动度

np ：

vnpmaxvnpminnp2V100%

(2)

dc式中：vnpmax和vnpmin分别为中点电位平衡时的零电位正的最大波动幅值与负的最小波动幅值，表1给出了不同调制方法下逆变器输出指标。

表1 不同调制策略的性能指标比较

Table 1 Performance comparison under different modulation strategy

中点

中点电电压调制 THD 电位 位波 不平调制度开关 方法

(%)

波动动度

衡时 恢复范围

频率

幅值

np(%)

能力 三电平SPWM 0.56 16V 1.55 — 小 高 谐波最优 SVPWM 0.52 16V 1.55 — 大 高 SVPWM 0.67 18.5V 1.90 普通 大 高 双调制波 PWM 0.42 1.72V 0.17 强 大 较高 双组双调 制波PWM

3.34

3.92V

0.38

最强

大

低

直流侧电容电压在初始不平衡时在不同的调制策略下的电压恢复能力是不一样的。当电容上的电压不相等时，需要通过调节逆变器的零状态导通占空比进而调节平均中点电流来向直流侧中性点注入或抽取电荷，从而使得中点电位达到平衡。电容上的初始电压为vc0，电容上的电压可以通过表达式定义为：

v1tcC0icdtvc0 (3)

其中ic为流经电容上的电流，因为交流电流仅仅产生电压的震荡，可以通过流经电容上的平均电流来ICAVG定义总的电压动态变化，直流侧电容上的电压变化可以表示为：

vcvcvCAVGc0ICt (4) 又因为流经直流侧电容上的电流为中点电流的一半，即：

i1c2iznp (5) 从以上关系式中可以得出，电容电压恢复时间为： tCvcB2Iz (6) NP为此，在Matlab环境下进行了仿真分析，仿真参数为：直流侧串联联接的两个电容

C1C21100μF，电容电压初始值分别为

Vc1700V，Vc2500V，调制波频率为fm50Hz，压不平衡时调节时间最快。

载波频率为fc5kHz，电压调制m1。三相串联阻感负载参数为：有功功率为170kW，感性无功功率为1000var。

图9为逆变器电容电压不平衡时的不同调制策略下的电压恢复图，从图中可以看出，DGDMWPWM具有最优的电压不平衡恢复能力，DMWPWM的电压不平衡能力也由于SVPWM调制策略。

图9 不同调制策略下不平衡电容电压动态恢复图

Fig. 9 Voltage on the capacitors under different modulation strategy

700fc=2kHz650fc=1kHzV / 600vc55050000.0050.010.0150.02t/s

图10 载波频率不同时DGDMWPWM的电容电压

Fig. 10 Voltage on the capacitors under different carrier wave frequency

图10为在载波频率不同其它仿真参数相同的情况下的DGDMWPWM不平衡电压恢复图，载波频率越高，不平衡的电容电压恢复的越快。

700m=1650m=0.3m=0.2m=1.15V / c600Vm=0.555050000.0050.010.0150.020.0250.03t/s

图11 调制度不同时DGDMWPWM电容电压

Fig. 11 Voltage on the capacitors under different modulation indices

图11为调制度不同时，DGDMWPWM调制策略下的不平衡电压恢复图，从图中可以看出，在调制度较低或较高时，电压恢复时间最慢，在调制度为0.5时，电压恢复时间是最快的。因此，电压恢复时间与注入到调制波中的零序分量有关，调制度为0.5时，注入到调制波中使得调制波产生载波边界值的零序分量是最大的，相应的零状态占空比是变化最大的，从而引起中点电流作用时间最长，电

本文对调制策略进行了实验研究，并给出了结果分析。实验参数为：直流侧电压为27V，直流母线串联电容C1C21360μF，调制度为1.15，调制波频率为50Hz，载波频率为1.6kHz，加载电机为三相异步电动机，参数为：PN100W，UN为220V，nN1420r/min。图12、13分别给出了逆变在

SVPWM策略下的输出线电压及中点电位波形。

图12 SVPWM方法输出线电压波形 Fig. 12 Line voltage waveforms under SVPWM

图13 SVPWM方法下逆变器中点电位波形

Fig. 13 Neutral-point potential waveforms under SVPWM

图14 双调制波PWM方法输出线电压波形 Fig. 14 Line voltage waveforms under DMWPWM

图15 双调制波方法逆变器中点电位波形

Fig. 15 Neutral-point potential waveforms under SVPWM

图14、15分别为基于两个调制波的双调制波方法下逆变器输出线电压及中点电位波形。从两种

调制方法可以看出，双调制波PWM调制方法产生的直流侧中点只存在高频波动，最大最小波动幅值为130mV，直流侧直流电压为27V，由公式(2)可以计算出中点电位波动度np0.48%，SVPWM调制方法下直流侧中点产生的中点电位波动幅值为1V，产生的中点电位波动度np3.7%，从而可以看出传统的单调制波PWM方法的中点电位波动度要远远大于两个调制波产生的中点电位波动度，且实验产生的中点电位波动度要大于仿真产生的中点电位波动度，从而验证了调制方法的正确性。表2给出了两种调制策略下实验结果分析。

表2 两种调制策略实验结果对比

Table 2 experimental results comparison under two

different modulation strategy

调制策略 直流侧电中点电位平均波动

中点电位波动

压(V) 幅度(V) 度(%) SVPWM 27 1 3.7 DMWPWM

27

0.13

0.48

3 结 论

基于两个调制波的DMWPWM调制方法及DGDMWPWM调制方法都能够有效的消除中点点电位的低频波动。DMWPWM在输出线电压的THD及中点电位波动幅值上要优于DGDMWPWM调制方法。DGDMWPWM在器件的平均开关频率及直流侧不平衡的电容电压恢复能力要优于DMWPWM调制方法，两种调制方法在抑制中点电位波动上要优于现有的单调制波PWM调制方法。

参考文献：

[1] Bueno E J，Cobreces S，Rodriguez F J，et al．Design of

a back-to-back npc converter interface for wind turbines with squirrel-cage inductiongenerator[J]．IEEE Trans on Energy Conversion，2008，23(3)：932-945. [2] R C Portillo， M M Prats， J I Leon，et al. Modeling

strategy for back-to-back three-level converters applied to

high-power wind Turbines[J]. IEEE Trans on Industrial Electronics，2006， pp(53)：1483-1491.

[3] Celanovic N，Boroyevich D. A comprehensive study of

neutral-point voltage balancing problem in three-level neutral-point-clamped voltage source PWM inverters[J]. IEEE Trans on Power Electronics，2000，15(2)：242-249 [4] Pou J，Pindado R，Boroyevich D， et al． Evaluation of

the low-frequency neutral-point voltage oscillations in the three-level inverter[J]. IEEE Trans on Industrial Electronics，2005，52(6)：1582-1588

[5] A.Nami，F.Zare，G.Ledwich，A.Ghosh，F.Blaabjerg. A

new configuration for multilevel converters with diode

clamped topology [C]// The 8th Power Engineering conference，2007: 661-665.

[6] 吴洪洋，何湘宁. 多电平载波 PWM 法与 SVPWM 法

之间的本质联系及其应用[J]. 中国电机工程学报，2002，22(5)：10-15.

[7] Busquets-Monge S，Bordonau J，Boroyevich D，et al. The

nearest three virtual space vector PWM—a modulation

for the comprehensive neutral-point balancing in the three-level NPC inverter[J]. IEEE Power Electronics Letters，2004，2(1)：11-15.

[8] Behera R K，Dixit T V，Das S P. Analysis of experimental

investigation of various carrier-based modulation schemes

for three level neutral point clamped inverter-fed induction motor drive[C]// International Conference on Power Electronics，Drives and Energy Systems，New Delhi，2006.

[9] 田凯，王明彦，刘松斌. 新颖的双调制波三电平载波脉

宽调制方法[J]. 中国电机工程学报. 2009, 29(33):54-59. [10] Zaragoza. J，Pou. J，Ceballos，et al. A comprehensive

study of a hybrid modulation technique for the

neutral-point-clamped converter[J]. IEEE Transcations on Industrial Electronics. 2009,56(2): 294-304.

[11] Pou. J，Rodriguez. P，Sala. V，Zaragoza. J，et al.

Fast-processing modulation strategy for the neutral-point-clamped converter with total elimination of the low-frequency voltage oscillations in the neutral point[J]. Industrial Electronics Society. 2005: 1054-1059. [12] Zaragoza. J，Pou. J，Ceballos. S，et al. Voltage-balance

compensator for a carrier-based modulation in the neutral-point-clamped converter[J]. IEEE Transactions on Industrial Electronics. 2009, 56(2):305-314.

[13] 田凯，王明彦. 三电平双组双调制波载波脉宽调制方法.

中国电机工程学报[J]. 2010, 30(30):55-61. [14]