全桥移相控制技术

全桥移相控制技术的重大进步

LTC3722-1/-2相移式PWM控制器提供了全桥零电压开关（ZVS）能做高效率转换的全部控制功能。自适应方式的ZVS电路延迟功能将开启信号提供给每个MOSFET以克服各个元件的偏差，手动设置延迟的方式，可使二次侧同步整流的驱动信号直接做到开启延迟。

LTC3722-1/-2的特色还在于调节同步整流时序，以便达到最佳效率。UVLO 调节输入电压加上后，使系统有精确的开启及关断电压。LTC3722-1为峰值电流型控制方式，可准确调节斜率补偿及前沿削隐。LTC3722-2采用电压型控制并具备电压前馈功能。

此外，两款IC还有极低的起动电流及工作电流。都有完整的保护功能，并采用24Pin的表面贴装式外型结构。

各引脚功能说明如下：（3722-1/-2）

SYN.(1Pin)振荡器的同步输入及输出功能端.同步输入的阈值为1.9V。同时与CMOS及TTL逻辑兼容，此端接一支5.1K电阻到地。

DPRG.(2Pin) 对不履行ZVS传输延迟时进行调节，接一电阻到VREF以便设置输出端A.B.C.D的最大开启延迟，其正常电压为2V。

RAMP.(NA/Pin2) 对LTC3722-2输入到相位调制比较器，RAMP上的电压内部电平移到650mV。

CS (3Pin)对LTC3722-1，逐个电流脉冲过流限制比较器输入，斜率补偿电路的输出，通常为300mV阈值，超过650mV时动作。

COMP(Pin4) 误差放大器的输出，倒相输入进到相位调制器。 RLEB (Pin5/NA) 前沿消隐的定时电阻，用一个10K到100K电阻调节可以从40ns到310ns的电流检测信号的前沿消隐。推荐采用一个±1％电阻，LTC3722-2则有固定消隐时间，大约80ns。

FB (6pin) 误差放大器反相输入端，这里为LTC3722的反馈电压输入，通常为1.204V.

SS (7Pin) 软起动（重启延迟）电路的定时电容，从SS到GND接一支电容，给一斜波（LTC3722-1）或一占空比。（LTC3722-2），

在过载条件下，SS放电到地，然后重新起动。

NC (8Pin) 空脚，接到GND。

PDLY (9Pin) 被动臂的延迟电路输入，PDLY通过一分压器接到桥的左腿，（自适应ZVS型）而在固定ZVS型，在PDLY上有0~2.5V之间的电压，给被动腿调节固定的ZVS延迟时间。

SBUS.(10Pin) 线路电压检测输入，SBUS接到主直流电压反馈，采用一分压器，用于自适应ZVS控制，电压分压器设计成产生1.5V于SBUS上，如果SBUS接到V REF，则LTC3722-1/-2成为固定ZVS延迟型。

ADLY (11Pin) 主动臂的延迟电路输入，ADLY通过一分压器接到右腿，(自

适应ZVS型)。而在固定ZVS型，在ADLY上有0~2.5V之间的电压，调节固定的ZVS延迟时间给主动腿的传输。

UVLO.(12Pin) 调节系统开启及关断的输入电压值，正常情况UVLO的阈值为5V。UVLO接到主DC输入系统，通过一分压器执行。当UVLO的阈值超出时，LTC3722的软启动开始，一个10uA电流去调节系统的滞留电压量，系统的工作窗口的水平可以用改变电阻分压器来调节。

SPRG (13Pin) 接电阻到GND，来设置关断延迟时间给同步整流的驱动输出，正常工作时其电压约为2V。

V REF.(14Pin) 5V基准输出，V REF可供出18mA电流给外电路，V REF要1uf 电容做旁路耦合。

OUTF.(15Pin) 与OUTB及OUTC一起给出50mA同步整流驱动。 OUTE (16Pin) 与OUTA及OUTD一起给出50mA同步整流驱动。 OUTD (17Pin) 给桥路主动腿（低边）50mA驱动信号。 Vcc (18Pin) 电路供电电压输入，其为10.25V的并联式稳压器。在Vcc电压达到足够高时，Vcc并联稳压器导出电流，欠压比较器阈值即超出，一旦Vcc 并联稳压器开启，Vcc即能降到6V以上的维持工作。

OUTC (19Pin) 给桥路主动臂（高边）供50mA驱动。 OUTB (20Pin) 给桥路从动腿（低边）供50mA驱动。

OUTA (21Pin) 给桥路从动臂（高边）供50mA驱动。 PGND (22Pin) LTC3722的功率地要接瓷介电容作旁路。 GND (23Pin) LTC3722的控制电路公共端，也要接旁路电容。 C T (24Pin) 振荡器的定时电容，要选用低ESR的瓷介电容。 LTC3722的内部等效电路如图1所示。

图1 LTC3722的内部等效电路 工作过程描述： 相移全桥PWM方式.

传统的全桥开关电源拓扑，最常用于大功率隔离式或脱线电源。虽然它需要多加两个开关元件。但其能输出更大功率，又有较高的效率，且变压器体积比单端方式的都小。开关还有较小的电压及电流应力。全桥变换器还提供固有的变压器磁芯自动复位及平衡。因而可有最大占空比，进一步提高效率，而软开关的全桥，可进一步改善性能提高效率。其开关波形如下面图3。这种零电压开关(ZVS)技术展示出寄生元件在做成软开关模式中所产生的作用。

LTC3722-1/-2控制的相移式PWM控制器，提供了更强的功能，以便简化设计，达到ZVS软开关的目的，主要特色有：

(1)真实的自适应及准确的ZVS方式，达到更高的效率和更高的占空比利用能力，减小或消除外部的调整。

(2)固定ZVS能力。增强了对二次侧控制，简化了外部电路。 (3)内部产生驱动信号以调整二次侧的倍流同步整流。

(4)调节前沿消隐，防止不稳定状态，减少外部CS的滤波元件。 (5)可调斜率补偿，消除外部胶合电路。

(6)实现最佳的电流型控制，减小起动过冲，使系统从故障中迅速恢复。

(7)可方便调整系统的UVLO，达到准确的起动电压。

结果，LTC3722使ZVS的电路拓扑有了更广泛的应用，包括了在低压及中小功率场合的各种应用。

LTC3722控制器在IC外部用功率开关组成全桥结构，功率变压器的初级绕组接在桥的两个开关结点上。在每个振荡周期，由功率开关使其分别接到输入电源的V IN 和地，LTC3722反复地以振荡器频率的1/2控制开关，每次驱动占空比都少于50％，其交叉交越时间由LTC3722相位调制，外部的开关A和C需要高边驱动电路，低边的驱动给B和D，以及驱动二次侧的E和F以边界隔离，数据表中给出驱动元件的详细数据。变压器的二次侧电压由变压器匝比给出，很象BUCK变换器，由二次方波整流滤波后得到稳定的直流电压。

开关传输

相移式全桥可以用下面四个工作状态来描述，关键是要了解ZVS状态怎样出现，要用细节描述。变压器的每一个全周期都有两个清晰的周期传递功率到二次侧输出，及两个自由回转期，外部桥的两边都有不同的工作特性。这对于设计在宽负载范围内都达到ZVS传输十分重要。桥的左腿若作为被动腿，此时右腿可认做主动腿。下面描述为何会有这些现象出现。

状态1（Power pulse 1）.传输功率

如图2所示，状态1开始，MA，MD及MF导通，而MB，MC

及ME关断。在MA，MD导通时，整个输入电压加到变压器初级绕组。二次电压V1N/N 加到电感L01左边。且电流逐渐加大，在此周期内初级电流大约等于输出电感电流除以匝比，加上磁化电流。在此状态结束时，MD关断，ME导通。

图2 LTC3722的ZVS工作状态 状态2（主动过渡及自由运转）

MD关断后，相位调制比较器过渡。在此间隔，MD上的电压开始上升，逐步到输入电压V IN。变压器磁化电流及折回的输出电感电流参与此作用。这是由于MC及MD输出电容Coss的上升斜率，吸收回路电容及变压器绕组间寄生电容，主动腿电平从地上升到V IN，其

时间取决于负载电流，变压器磁能要大于电

容能量。即是1/2(L M+L1)I M2>1/2*2*Coss*V1N2。最坏情况出现在负载电流为零时，

这个条件通常很容易满足，在传输期间磁化电流基本恒定。由于磁化电感有正压加到其上，经历从低到高的期间。由于腿由此电流源为主动驱动，因此称为主动或线性驱动。

当主动腿上的电压达到V1N时，MOSFET MC在ZVS状态下导通，初级电

流现在流过两支高边的MOSFET (MA和MC)。变压器二次绕组在此时段内短路。ME及MF也导通，如正向电流流过Lo1和Lo2一样长。变压器初级电感也在短路状态，MA和MF在状态2结束时关断。

状态3（被动过渡阶段）

MA在振荡周期结束时关断，在此时，在MA/MB结点上的电压逐渐下降到GND。驱动变压器的能量限于初级的漏感，加上串入的谐振电感，其通过电流为（Imeg+Iout/2N），磁化及输出电感没有贡献任何能量，由于其已经短路，有效地减少了可能出现的能量。这就是主动及被动传输的主要区别。如果储存在漏感及磁化电感中的能量大于电容能量, 过渡阶段会成功地完成。在此阶段增加的反转电压加到漏感及磁化电感，协助整个初级电流衰减。电感能量于是谐振传至电容元件。因此，被动或谐振期间，假设此阶段有足够的电感能量供给桥路腿到地。所需时间大约为π*(LC /2)1/2。当从动腿上的电压接近地电平时，MOSFET MB 受令在ZVS状态下导通，在漏感及外串电感中的电流连续增加，但输出电感电流极性反转，改换了方向。二次绕组正向偏置，新的功率脉冲开始过来。电流反转所需时间减小了最大占空比的效应。必须要考虑到变压器的匝比。如果ZVS 需要在整个加载范围，就需串入一个小电感放在初级被动腿回路中。由于漏感通常没有足够的能量去保证ZVS在整个负载范围实现。

状态4（传输功率2）

在第二次功率传输期间。在初级绕组中功率传输1的电流为正方

向的话，则初级电流由折算到电感的输出电流及初级磁化电感电流组成。在状态4结束时，MOS MC 关断，又一个过渡过程开始，与状态2极为相似，但是方向相反。

图3 LTC3722的工作波形图 零电压开关（ZVS）

因需要无损开关传输能量，特别希望全桥MOSFET在ON状态时源漏电压为0，延迟开启结果会导致低效率。它们会流过体二极管。为此造成开启时为硬

开关状态。为此要防止开启时的硬开关增加噪声及功耗。 LTC3722的自适应延迟电路

LTC3722控制IC监视输入电压及两桥臂结点处的电压，当所希望的零电压条件达到时，即给出开关命令，这种直接检测技术提供了最佳的开启延迟时间，而不管输入电压的高低，也不管负载的大小，也不问元件的偏差，直接检测技术需要简单的分压器检测网络来执行。如果没有足够的能量完整地交换使桥腿达到ZVS条件，LTC3722就自动地越过直接检测并强制过渡，越过或不执行的延迟时间由D PRG到VREF加一电阻来调节。

自适应模式

LTC3722接成自适应模式的延迟检测时采用监测三个点，即ADLY，

PDLY 和SBUS，ADL Y及PDL Y检测主动及被动延迟腿的电压，特别是如图4示出的分压点。

图4 自适应延迟模式

PDL Y及ADLY的阈值电压对上升及下降过程由总线电压SBUS设置，此电压的缓冲用于内部直接检测电路的阈值。在正常V1N之下总线电压设在1.5V,由从V IN到地的两支分压电阻给出，使其正比于V1N+。LTC3722直接检测电路用了这个特性完成外接功率MOSFET的零电压开关，这只与输入电压有关。

ADLY和PDLY也通过两个分压器接至主动腰及从动腰处，低端电阻选为1KΩ。上电阻由所需的正传输触发阈值给出。

为设置ADLY及PDLY的分压电阻，首先决定MOSFET开启时的源漏电压，有限的延迟出现在LTC3722控制器输出的过渡期间的间隔时间，功率MOSFET 的开启由于MOSFET的开启延迟及外驱动电路延迟造成。理想状态，我们让功率MOSFET开启在零电压跨过的间隔内完成。用设置ADLY及PDLY合适的阈值电压使其跨过MOSFET电压为几伏时，这样LTC3722就能对抗零电压V DS和外驱动信号延迟来达到ZVS。对抗总量可以剪裁成适应任何应用状态的上取样电阻。LTC3722直接检测电路源自低到高电平过渡时出现的PDLY及ADLY的输出电流, 这就提供了一个滞环，并给ADLY及PDLY提供一个噪声免除电路。在ADLY及LDLY上设置高低阈值，要接近相同的低高阈值水平。因此，要使高边及低边MOSFET 的V DS开关结点都理想化，而与V1N大小无关。

实例：V IN = 48V (36V~72V)

1，设置SBUS。1.5V为希望值，在SBUS, V IN = 48V，电流100uA。

选一个小电容（1nf）与R1并联以旁路噪声。 2，设置上部ADLY及PDLY，对应7V为希望值. R3，R4 = 1K，设为1.5ma，R5，R6 = 26.3K。 固定延迟型

LTC3722提供一种柔性方案通过SBUS去禁止直接检测延迟的电路，并使固定的ZVS延迟能实施，固定的ZVS延迟正比于通过在PDLY及ADLY上的分压器上的电压如图5示。

自适应延迟时间的调整

LTC3722的控制包括的一个特色即调节在桥路开关开启命令之前的最大延迟时间。这个功能在没有足够能量传输给桥腿时就将会运行，以使其到正电源轨线，因此要旁路自适应延迟电路，延迟时间可以用一外电阻接到DPRG和VREF 之间来设置，见图6。正常状况其电压为2V，外电阻调节流入DPRG的电流。延迟可以调节大约35ns到300ns，其取决于所加的电阻值。如果DPRG在开路状况，则延迟时间大约为400ns，延迟总量还可以接外部电流源来调制。此电流流入DPRG端，必须小心限制此电流馈入DPRG最大为350uA, 或小于此值。

图5 固定延迟模式图6 延迟时间输出电路 给LTC3722供电

LTC3722使用一个集成的V CC并联式稳压器供电，它有两个作用，一是限制加到V CC的电压，象发信号一样好，芯片的偏置电压足够令开关开始工作，典型在10.2V时开启，工作电流加大后降到42V时UVLO起作用，关断起动后由变压器辅助绕组再经稳压供电，Vcc的并联式供电能力从145uA~25mA 。UVLO 的起动及关断阈直接从内部调整并供给外部。此外，LTC3722还有非常低的起动电流（145uA）起动电阻功耗很小，可用1/4W~1/8W电阻。

加上一个小的安全区，所选标准值如下： DC/DC. 36V~72V 100K Off/Line 85V~270VAC 430K PFC PRE390V 1.4M.

Vcc要用0.1u~1uf的旁路电容去耦，以使IC有快速处理瞬态电流的能力，用于输出的高速驱动。此外还应加一钽电解电容以给出充足的电量，电容值按下式求出。

调节偏置电源到7V这样低时，可如图7电路供电。

图7 Vcc供电电路图8 系统UVLO的设置 调整欠压锁定

LTC3722还提供欠压锁定控制，以令输入电源满足变换器的要求，并将其加到Vcc的UVLO功能处，如先前所述。输入电压加到UVLO处，在UVLO处有一个比较器，比较从输入DC的分压器来的电压和IC内5V基准电压。当5V 超出UVLO上的电压，则SS端被释放，重新启动，输出开关开始工作。同时10uA电流流出UVLO进入电压分压器结点。此UVLO的窗口比较器阈值即由10uA，R TOP给出，见图6。系统的UVLO阈值为[5V×(R TOP+R BO ttom) / R B ottom] 如果加到UVLO的电压大于5V, 则先前的Vcc的UVLO电路激活，然后内部UVLO逻辑将防止输出开关动作，直到随后的三个条件被满足，(1)Vcc UVLO可工作了。（2）V REF稳定了。（3）UVLO端大于5V 。

UVLO还可以用来作DC/DC变换器输出的ON/OFF控制。将一个漏极开路的MOSFET接到UVLO，如图8所示，即完成此功能。

脱线偏置电源发生器

如果稳定的偏置源没能提供Vcc电压给LTC3722并供给电路，则必须作一件事。由于所需功率很小，大约仅有1W。且调整也并不临界，用一个简单的开环方法就可以容易解决。一种方法即是从主功率变压器加一辅助绕组，或由LC 滤波器处取一方波作成后稳压器供电（图9a）。此方法的的优点在于可保持分散稳压调整，不随其它因素变化，它不需要完全安全的隔离，（与变压器）。另一种不同的方法是加一绕组在输出电感用峰值检测并滤波（见图9b）。此绕组极性设计成产生正压方波，此技术的优点在于不需独立的滤波电感并从稳压的输出处得来，很好控制。一个缺点是此绕组需要安全地隔离，另一个缺点是要较大的滤波电容。在刚起动时没有此电压产生，此外输出短路时也没有电压供应。

图9a 辅助绕组偏置源图9b 输出电感偏置源 设定LTC3722的振荡器

LTC3722有一个高精度的振荡器电路，以产生开关频率，斜波补偿，外同步也只有少量外接元件。LTC3722的振荡电路产生2.2V峰值的斜波于C7端。在SYNC端有窄脉冲，它可用来同步其它的PWM芯片，典型的最大占空比为98.5％。此时频率为300KHz。在1MHz时为96％，补偿斜波电流直接从振荡器斜波源出送到CS端。

所希望的斜波总量可选择单一的外接电阻即可给出，在CT端接一电容到地，定下开关频率。CT斜波放电电流内部设定在高值（>10mA），贡献给SYNC I/O时很容易实现同步功能。LTC3722还有设置与其它PWM互相同步(即被同步或同步其它)。

设计程序

1, 选择C T, 以决定IC的工作频率，开关频率的选择必须考虑磁芯功率，输出功率大小，细节见变压器设计部分。通常提高开关频率会降低最大输出功率，由于最大占空比的限制会牵设到变压器磁芯复位及ZVS状态，记住输出频率是振荡器的1/2。

例如：fosc = 330KHz

选一支误差为5％的多层NPO电容或X7R瓷电容。 2，LTC3722是否要同步其它PWM或被其它PWM同步。 3，斜率补偿要用峰值电流型控制模式，此为了防止电流环的次谐波振荡，通常系统的占空比在超过50％，连续电流型变换时，会出现电流环不稳定的现象。电流信号的任何扰动都会被PWM调制器放大，并产生不稳定状态，一些共同的表现形式包括交叉脉冲的不一致及脉

宽的抖动。有幸的是，这可以用加一个校正电流信号斜率的方法来校正，或从电流的公共信号加上一个相同的斜率。在理论上，倍流输出方式可以不需要斜率补偿，因为输出电感的占空比仅有50％。当然，在瞬态条件下，会瞬间导致高的占空比，因此造成可能的不稳定工作，所需的斜率补偿量，很容易由LTC3722加一外接电阻调整。LTC3722产生一个电流，令其正比于C T上的瞬时电压(33uA/V)。于是在C T峰值处，此电流大约为82.5uA。它从CS端流出，将一支电阻接在CS和外部电流检测电阻合在一起即给出斜率补偿总量。此电阻值取决于几个因素，包括最小的V IN，V out，开关频

率，电流检测电阻值，输出电感值，用设计公式给出的设计程序如下：例：V IN = 36V~72V V out = 3.3V. I out = 40A. L = 2.2uH

变压器匝比，N = V1N(min)．D MAX/V out = 3 R CS = 0.025Ω.

Fsw = 300KHz 即变压器f =150KHz

选择下面标准值，计算I slope的偏差，R CS，N和L。斜率补偿电路见图10。

图10 斜率补偿电路 电流检测及过流保护

电流检测除了给电流型控制环提供反馈外，还从过载条件的设定提供过流保护。LTC3722可用电阻检测，也可用电流互感器检测，两者兼容。内部接到LTC3722的CS端，其内的两个比较器提供逐个脉冲过流关断功能（见图11）。

图11 电流检测及故障电路细节

逐个脉冲比较器有300mV的阈值，如果超出300mV，则PWM周期即终止，过流比较器设在大约2倍高的脉冲水平。如果电流信号超出此水平，则PWM周期也终止，CS电容迅速放电，并重新开始软起动周期。如果过流条件持续，则LTC3722终止PWM的工作，并等待软起动电容重新充电到大约4V，软起动电容由内部12uA电流源充电，如果故障条件在CS达到4V时没去掉，则软起动电容会再次放电，并重新开启新周期。通常工作或基本正常工作时，逐个脉冲比较器足够快速动作，以防止打呃现象发生，在某些情况，例如输入电压偏高，非常低的R DS(ON)的MOSFET及输出短路时，或磁饱合时，过流比较器提供一个平均状态的保护。

前沿削隐

LTC3722提供一个可调的前沿消隐以防止电流检测电路的麻烦的触动。前沿消隐减轻了对CS端滤波的要求。极大地改善了对实际过流条件的反应速度，它还容许使用以地为参照的电流检测电阻或电流互感器的进一步简化的设计。用一个10K~100K的电阻从R LEB接到GND。调节消隐时间到40ns~320ns。如果不需要，可以接R LEB到V REF以禁止前沿消隐，保持中等的前沿消隐将设置出一个小的线性控制范围给相位调制电路。

电阻方式检测

将一支电阻接到输入公共端与MB和MD的源极，这是电流检测

的最简单的方法。（适用全桥电路）这是适应中，小功率输出的一种方法，此检测电阻如下选择：变换器的最大电流系在最低V1N时给出，使用下面公式可计算出Rcs。

对LTC3722-1

此处，匝比是Np/Ns。 对于LTC3722-2

电流互感器方式检测

这里也可以采用一个电流互感器给LTC3722作检测，它有多种类型。典型的为1:50的匝比，所以检测电阻值大了N倍，比电阻检测方式提高，因此其功耗仅为1/N，当然未计及变压器的损耗。它的缺点在于成本较高，电路较复杂，精度低，且有磁复位及占空比问题。响应速度也比较慢，为此只有大功率时才使用这种方法。电流互感器初级位于检测电阻的位置，它也可以放在V1N+和MA MC的MOSFET的漏极。它位于高边的优点在于可以免除前沿噪声的干扰，这是因栅充电电流及折回的整流恢复电流被极大地消除了。图12示出典型的采用电流互感器的检测电路，在此时Rs是计算出的相应阻值，系由匝比做出的增大，在高占空比时，其复位变得非常困难，甚至不能复位，这需要增加变压器复位电压。为复位要减小其V olt*Second积，交互绕组的电容及二次侧电感位于复位电路可以限制其dv/dt。但这也限制了电流互感器的最大占空比，若试图令其工作在此限制之外，则会导致互感器磁芯偏磁甚至饱合，打开电流反馈环。

通用的方法是限制如下几点：

1）、减小最大占空比，控制好主功率变压器的匝比。

2）、减小开关频率。

3)、使用外部的有源复位电路。 4)、使用两个CS互感器对接。 5)、选优质品的电流互感器用于高频。

图12 电流互感器检测电路 相位调制（LTC3722-1）

LTC3722-1的相位调制控制电路由相位调制比较器和逻辑电路再加上误差放大器及软起动放大器组成（见图13）。综合在一起，这些元素开发出所需要的相位重迭及所需要的保持输出电压稳定的方法。在隔离式应用中，对输出电压的检测其误差信号反馈到Comp端，（经过隔离边界）通过TL413及光耦组合，FB 端接到地，强制Comp端为高电平，光电三极管的集电极接到Comp端，则Comp 电压在LTC3722-1内部被衰减的Comp电压提供给相位调制比较器，这就是电流命令。另外输入到相位调制比较器的是RAMP电压，即位移电平约650mV。这就是电流环的反馈。在每个开关周期中，交替的对角开关（MA-MD，MB-MC）导通，并使电流在输出电感中增加，此电流由主功率变压器按初次级的匝比给出，由于电流检测电阻接到地端与两只底部MOSFET的源极之间，正比于输出电感电流的电压由Rsense检测到Rsense高边还通常通过一只小电阻（Rslope）接到CS端。

图13 相位调制电路（LTC3722-1） 在正常工作

当CS端电压超出-650mV或300mV时，重迭导通周期就终止，时，衰减的Comp电压将在CS点检测出。300mv的CS阈值会终止工作周期，若Comp电压提高，衰减后就会超出300mV阈值，在极端条件下，650mV阈值达到CS上时就会重启软启动周期。

选择功率级元件

多数变换器设计的关键部分都要选择功率MOSFET，变压器，电感的整流滤波电流，出于对效率，瞬态特性及整个工作的考虑，在相移全桥拓扑中，用下列方法做出选择。

功率变压器

开关频率，磁芯材料特性，串联电阻，输入输出电压，这一切的结点都在变压器处，对变压器漏磁电感要给予特殊的注意。为实现ZVS它们在此是重要的，平板型磁芯是非常适合于这种应用的，因为它有极好的这类参数。

匝比

对于二次侧倍流整流方案，所需的匝比给出如下：当然这密切地取决于磁芯的选择:

此外，V1N(min) = 最低输入电压。 D MAX = 最大占空比。 输出电容

输出电容选择，首先是考虑达到理想的纹波电压，动态响应以及稳定性。电容的ESR同输出电感的纹波电流将决定纹波电压的峰值，倍流整流结构是个优秀结构，它的纹波电流固有地多衰减一倍。两个输出电感要给出电流到输出电容处相差180相位，实际上，局布地减小每边的纹波电流，这种减小是在高占空比之下和低占空比之下的最优化。这意味着倍流整流比传统电路需要较小的滤波电容。由最小占空比，最坏情况的V out纹波按下面公式可以算出。

D 最小占空比。 f sw 振荡器频率。 Lo 输出电感。

ESR 输出电容的等效串联电阻。

大电解电容的总需求量通常由系统决定，但有一些相互关系，即输出电感值，开关频率，负载功率，及动态负载特性。电解电容要选择低ESR，低ESL，小体积及高可靠性的。对体积要求不高，可考虑铝电解电容。对100KHz~300KHz 工作的DC/DC，对应每瓦特的输出功率可选用20~25uf的电解电容。开关频率更高的变换器通常选钽质电容。更高频率或瞬态特性要求高的要选瓷介电容。

功率MOSFET

全桥电路中功率MOSFET的选择要考虑BV D s，R DS(ON)，留出10%~20%的余量。对于给定电压，导通的损耗直接正比于R DS(on)。因为全桥电路中有两个MOSFET导通，所以导通损耗如下式：

P = 2*R DS(on)* I2此处I = Io / 2N

MOSFET的驱动损耗，由给其栅极充电所需的功率来支配。此外，开启损耗，关断损耗也各不同。在高功率水平时，栅驱动损耗对效率影响很小。ZVS

工作有效地消除了开启损耗，而关断损耗也由于用了外部吸收回路而大大减小。如果二次侧采用同步整流，同样会有上述损耗。当然保持适应BV DSS速率需要大于V IN(max)/N，也取决于吸收回路。如果没有吸收回路，二次电压会升得远高于上述公式计算值。

开关频率选择

除非由其它系统强迫，功率变换器的开关频率通常设置在效率允许之下的尽可能高的水平。高开关频率代表着更小的体积、重量，减小了对大电解电容的需求量，在全桥相移电路中，由于加入了ZVS开关，有较高的效率，所以频率可以较高，但是又因为有ZVS间隔减小了最大占空比。也就减小了传输的最大功率，这就意味着两者之间的制约。表１给出推荐的使用的最高频率。在表1中给出对36V/75V工作3.3V/5V输出时最高开关频率和功率的关系，更高的开关频率可以用。如果输入电压范围限定，输出电压较低，或容许较低的效率的话。

表1 开关频率和输出功率的关系

反馈回路的闭环设计

对全桥变换器包括，识别功率级和其它系统的极点及零点，在其闭环反馈回路中位于何处，如何设计其补偿网络。以使其误差放大器稳定工作，使其频响曲线成形，确保足够的相移区域及瞬态响应。此外，由于寄生元件存在修正有时是很需要的，补偿网络的变化取决于负载电流范围，所用输出电容的类型，在隔离使用时，补偿网络通常放在二次测集误差放大器及光耦驱动为一体，使用

TL431即可，在非隔的系统中，补偿网络位于LTC3722误差放大器周围。

在电流型控制中，支配系统的极点取决于负载阻抗（V o / Io）及输出电容

1/(2π*Ro*Co)，输出电容的ESR，1/ (2π*ESR*Co)处插入零点。极好的线路和负载调整率，在高的环路增益之下即可获得，这需要在放大器周围有一个集成型的补偿器。从对补偿元件的需要可以得出此过程，更复杂的补偿网络用上则可以获得更高的频带宽度。

第一步：计算最小和最大的输出极点的位置。

第二步：计算出ESR的零点的位置。

第三步：计算反馈的增益分配。 R B / (R B+R T) 或V REF / V OUT。

如果是聚合物电解电容在输出处采用，则ESR零可能用于整个环路补偿，最佳带宽可以实现。如果使用铝电解，则环路需走出先前的ESR零频处，使环路响应变慢。一个线性化的SPICE模型，有助于我们迅速评价各种补偿网络的频率响应。

聚合物电容（图14）1/ (2π*Cc*R1) 设置一个低频极点，1/(2π*Cc*R F)设置低频零点，零频将与最坏情况最低输出极点频率一致。极点频率和中点频率增益（R F/R I）将设置在环路交越0db具有-1斜率的低于f sw/8的频率处。使用一个Bode极点图形来显示其频响，选取一个更高频极点由CP2和Rf设置，用来衰减开关频率噪声。

铝电解电容（见图14），这些补偿元件的目标是盖过输出最小的极点频率，用Cc和R IN设置一个低频极点，它将跨过在最小F频率的输出极点处的整个环路。由Cc和Rf在输出极点F处形成的零点也放在此处。

图14 使用聚合物电容的补偿 同步整流

LTC3722还产生精确的时间信号以控制二次侧的倍流整流方式的同步整流MOSFET的ON和OFF，即OUTE和OUTF。同步整流用于相移式电路来取代肖特基二极管。由于MOSFET的R DS(ON)水平很低，产生很小的压降，有效地改善效率。为此提供给MOSFET的开关时序要达到最佳化。一个附加的有效的与同步整流相关的是双向电流能力，这个特性改善了瞬态响应，改善了过冲，还改善了系统轻载时的ZVS能力。

调整同步整流关断时间延迟

LTC3722控制器还包括这样一个特色，即调整二次测同步整流MOSFET相

对于初级测功率传递脉冲的关断沿的相对延迟时间。这个特色提供了同步整流MOSFET的关断的最佳时间，从而进一步改善效率，在大负载电流时，延迟关断同步整流有更大的优点，延迟到变压器磁芯复位后并开始新脉冲之前。这使得二次侧自由运转时的电流流过MOSFET的通道而不再流过它们的体二极管。

关断延迟调节采用从SPRG到GND接一支电阻，见图15。正常时SPRG

电压为2V，外接电阻后有一电流从SPRG流出，延迟可从20ns调到200ns，电阻值可从10K~200K。不能让SPRG悬浮。延迟总量还可以由外电流源调制，它可漏出SPRG，但必须控制此电流要小于350uA。

图15 同步整流控制延迟电路 倍流整流

倍流整流用在二次侧需要两个滤波电感，两电感输出电流的几何

形状都一样，变压器二次侧不用中心抽头，这种结构提供了2倍的输出电流能力，因此，每个输出电感，感量要提高一倍（相对中心抽头的单电感方式），变压器匝比为中心抽头式的一半，驱动两电感相位差180°，为此纹波电流在相同电容之下也减少一半，纹波电压也减了一半，从而提高了电容的可靠性。虽然倍流整流增加一个电感，但电感磁芯因正比于LI2，因而实际寸尺也减小了一半，变压器结构也简化了，二次绕组没有中心抽头，匝比减了一半。

同步整流在倍流整流的方式下，需要将两个MOSFET接GND，LTC3722

的驱动信号见时序图。 桥路MOSFET的驱动

全桥变换器需要大电流的MOSFET驱动电路，它有两个以GND为参照的开关，它们驱动起来比较容易，可由控制IC直接驱动。因为系ZVS方式ON，所以驱动容易，消除了“密勒”效应，低的关断电阻比较临界。为防止因密勒效应出现关断损耗，LTC3722不需要成比例的高低边之间的延迟，让高低边精密匹配。由于ZVS电路将使其自行适应，结果LTC3722低端可简单用NPN-PNP 图腾柱驱动，也可以用LTC1693-1提供低边驱动，驱动高边MOSFET仍具有挑战性，因为高端MOSFET栅的电平在高的电平下移动，为此要采用变压器驱动，或者采用具有电平位移功能的高端驱动IC。LTC4440驱动IC即能应用于高边功率MOSFET的驱动，LTC4440的使用消除了采用变压器的繁琐，缩小了DC/DC 的体积，适于用在V1N≦100V的场合。

采用LTC3722的DC/DC推荐电路如下。

图16 由LTC3722-1控制的大功率DC/DC完整电路

ENABLE 使能DISABLE 禁止PHASE MODULA TOR 相位调制器SHUTDOWN CURRENT LIMIT 限流关断FAULT LOGIC 故障逻辑SLOPE CONPENSA TION 斜率补偿OSC 振荡器

PULSE BY PULSE CURRENT LIMIT 逐个脉冲式限流 PASSIV DELAY 被动延迟ACTIVE DELAY 主动延迟 SYNC RECTEFIER DRIVE LOGIC 同步整流驱动逻辑 图2 STATE 状态POWER PULSE 1 功率传输1

图1 ERROR AMPLIFIER 误差放大器SYSTEM UVLO 系统UVLO

ACTIVE TRANSITION 主动过度PASSIVE TRANSITION 从动过度FREEWHEEL INTERV AL 自由运转阶段

PRIMARY AND SECONDARY SHORTED 初级和次级的短期过度 图9 OPTIONAL 选择ISO BARRIER 隔离偏置供电

图10 CURRENT SENSER WAFEFORM 电流检测波形ADDED SLOPE 增加斜率BRIDGE CURRENT 整流桥电流

图11 PULSE BY PULSE CURRENT LIMIT 逐个脉冲式限流 OVERLOAD CURRENT LIMIT 过载限流UVLO ENABLE UVLO 使能PWM LATCH PWM闩锁PWM LOGIC PWM逻辑

SHUTDOWN OUTPUT 关断输出

图12 OPTIONAL FILTING 选择滤波SOURCE 源极 CURRENT TRANSFORMER 电流互感器

图13 ERROR AMPLIFIER 误差放大器SOFT START AMPLIFIER 软起动放大器PHASE MODULATION COMPARATOR 相位调制比较器

ERROR CURRENT LIMIT COMPARA TOR 误差电流限制比较器 TOGGLE 触发器PHASE MODULATION LOGIC 相位调制逻辑 图14 OPTIONAL 可选择

LT1431 OR EQIV ALENT PRESISION ERROR AMP AND REFERENCE

LT1431或等效精密误差放大器和基准 图15 TURN OFF SYNC OUT 关断同步输出